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1 引言 隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展，電源模塊的小型化已成為主要研究課題。電源模塊小型化的實(shí)現(xiàn)主要從提高開(kāi)關(guān)頻率和采用新的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)考慮，本文采用國(guó)際整流器公司(International Rectifier)的IRIS4007實(shí)現(xiàn)了頻率為180 kHz的單片開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)。 2 IRIS4007簡(jiǎn)介 IRIS4007是IRIS40xx系列的智能開(kāi)關(guān)電源集成電路。其內(nèi)部集成了過(guò)流保護(hù)電路、過(guò)壓保護(hù)電路、熱關(guān)閉電路，以及高壓功率管MOSFET、PWM控制電路，大大減少了外部件數(shù)目，宜于電路的小型化。圖1為IRIS4007內(nèi)部結(jié)構(gòu)原理圖，Vcc為電源引腳。電路啟動(dòng)時(shí)，由供電電源經(jīng)電阻給電容充電，通過(guò)電容的充放電給Vcc腳提供電源電壓。OCP／FB為反饋引腳，實(shí)現(xiàn)主電流控制和二次端電壓控制。該器件有兩種工作模式：準(zhǔn)諧振模式(Quasi-Reso-nant mode，QR)和脈沖比率控制模式(Pulse Ratiocontrol mode，PRC)。當(dāng)反饋端電壓在Comp1比較器的門(mén)限電壓Vth(1)=0.73 V和Comp2的門(mén)限電壓Vth(2)=1.45(最大值為6.0 V)之間時(shí)，內(nèi)部比較器Comp1將使器件工作在固定的Toff=50μs的PRC模式下，因此，在PRC模式下開(kāi)關(guān)電源的頻率在20 kHz以下。當(dāng)反饋端電壓高于Comp2的門(mén)限電壓時(shí)。內(nèi)部比較器Comp2將使器件轉(zhuǎn)換到QR模式下工作。通過(guò)延遲電路可以在Vds也波形的谷點(diǎn)關(guān)斷功率MOS-FET，從而實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，降低高頻損耗。選擇IRIS4007，并設(shè)計(jì)電路使其在準(zhǔn)諧振模式下工作，有利于開(kāi)關(guān)電路的小型化，有助于降低開(kāi)關(guān)電源的高頻損耗。 3 電源電路工作原理及器件選型 設(shè)計(jì)的開(kāi)關(guān)電源電路如圖2所示，電路參數(shù)：輸入電壓為27 V，輸出為800 V／3 mA，效率G=70％，頻率f=180 kHz。 由于輸入電壓為直流，因此只采用由L1，C1，C4構(gòu)成輸入濾波電路，如果是交流供電，還需要有整流電路。由于單片電源的輸入電壓為直流27 V，因此可以通過(guò)電阻R4的分壓為IRIS4007提供偏置電壓，R4的值要根據(jù)IRIS4007的工作電流和電壓確定，C6為濾波電容，R2，D3構(gòu)成了延遲電路，延遲電路用于把準(zhǔn)諧振信號(hào)從輔助繞組反饋到FB(反饋)引腳，從而實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，降低了高頻損耗以減少開(kāi)關(guān)損耗，同時(shí)它也能為IRIS40xx的內(nèi)部鎖定電路提供1.35 mA的維持電流。R7，R8，C8構(gòu)成電流檢測(cè)電路，R7是主初級(jí)電流檢測(cè)電阻。R8和C8用于濾除開(kāi)關(guān)管上的電流沖擊，產(chǎn)生電流沖擊的原因是諧振電容C6的存儲(chǔ)電荷和變壓器的繞組間電容。D2，C5是反饋輸出的整流電路，可為光耦供電。Opto1，R1，R3，2DW232，R5為電壓控制回路，D1，C2，L2，C3構(gòu)成輸出整流濾波電路。 3.1 高頻變壓器的設(shè)計(jì) 3.1.1 電源變壓器磁芯的選取 為了滿(mǎn)足開(kāi)關(guān)電源提高效率、減小尺寸和重量的要求，需要一種高磁通密度、高頻低損耗的變壓器磁芯。本設(shè)計(jì)采用TDK公司的PC44材料的磁芯。按照輸出Vo=800 V，I=4 mA，以及高頻變壓器的裕量6％，則輸出功率Po=800×0.004×1.06=3.392W，選取EPC13的磁芯，該磁芯的有效橫截面積Ae=12.5 mm。 3.1.2 變壓器線圈匝數(shù)的計(jì)算 初級(jí)繞組匝數(shù)由式(1)決定： Np=V×108／4BAef (1) 其中，V為施加在電阻上的電壓幅值(V)，B為工作磁通密度2 000(GS)，Ae為磁芯面積(0.125m2)，f為開(kāi)關(guān)頻率(180 000 Hz)，將上述數(shù)據(jù)代入式(1)可得： NP≈14 次級(jí)匝數(shù)可由式(2)確定： Ns=[NP(VO+VD)(1-Dm)]／VminDm (2) VO為輸出電壓，VD為整流二極管的壓降，Dm為脈沖信號(hào)的最大占空比，此處選為0.5，計(jì)算可得： Ns≈400 反饋繞阻匝數(shù)的計(jì)算：取反饋電壓為VB=13 V，則反饋繞阻匝數(shù)由下式確定： NB=NP[V／(VB+VD)] 經(jīng)計(jì)算可得：NB≈10 經(jīng)反復(fù)實(shí)踐，證明NP=20，NS=400，NB=10時(shí)，電源頻率較高。 3.2 主初級(jí)檢測(cè)電阻R7的選擇 R7=0.78／Ip (4) Ip為初級(jí)峰值電流，峰值電流可由以下公式計(jì)算： IP=Iav(2/Dm) (5) 上式中，Iav為初級(jí)均值電流，Dm為最大占空比。均值電流可由下式求出： Iav=P0/(η×Vmin) (6) 其中，P0為輸出功率，η為估計(jì)所能達(dá)到的效率，Vmin為最小輸入電壓。 由式(4)可以計(jì)算出，主初級(jí)檢測(cè)電阻： R7=0.15 Ω 3.3 反饋穩(wěn)壓回路的設(shè)計(jì) 由于IRIS4007為電流控制器件，本設(shè)計(jì)中選用線形光耦PC817A完成電流的反饋，其隔離電壓為5 000 V，傳輸率CTR為80％～160％。其電路中的電壓控制采用穩(wěn)壓二極管2DW232，輸出電壓的穩(wěn)定則通過(guò)反饋引腳電流的變化(即負(fù)載電流的變化)來(lái)改變IRIS4007內(nèi)部PWM波占空比來(lái)實(shí)現(xiàn)。由于負(fù)載電流比較小，為減小R3、R5支路的分流，R3+R5的阻值要遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于負(fù)載的阻抗。 3.4 輸出整流濾波電路 輸出整流二極管需要選擇開(kāi)關(guān)特性好、反向恢復(fù)時(shí)間短、耐壓高的快恢復(fù)二極管，電容的選取不僅要求參考電容值，還要求其耐壓值要高。本設(shè)計(jì)中的電容選用了TDK公司的高壓貼片電容，型號(hào)為C4532X 7R3A103KT，有利于減小電路板尺寸。 4 測(cè)試結(jié)果及結(jié)論 根據(jù)上述設(shè)計(jì)原則，使用IRIS4007設(shè)計(jì)了單端反激式開(kāi)關(guān)電源，所設(shè)計(jì)的高壓電路板的尺寸為2.3cm×3.1 cm。對(duì)所研制的電源進(jìn)行了測(cè)試，圖3～圖5分別為電路正常工作時(shí)的實(shí)測(cè)波形。該開(kāi)關(guān)電源在實(shí)際中已做為激光陀螺的電源獲得了應(yīng)用，實(shí)際工作中性能穩(wěn)定，可靠性高，抗干擾能力強(qiáng)。 |
