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評估和設計支持 電路評估板 CN0314評估板(EVAL-CN0314-EB1Z) 設計和集成文件 原理圖、布局文件、物料清單 電路功能與優勢 圖1所示電路是基于一款行業領先的微功耗儀表放大器的可配置4 mA至20 mA環路供電發射器�？偡钦{整誤差小于1%。既可以用一個開關配置為將差分輸入電壓轉換成電流輸出的發射器（圖1），也可配置成將4 mA至20 mA電流輸入轉換成電壓輸出的接收器（圖5）。 圖1. 魯棒的環路供電型可配置發射器電路（帶4 mA至20 mA輸出） 設計針對精密、低噪聲和低功耗工業過程控制應用而優化。作為發射器時，電路可以接受0 V至5V或0 V至10 V的輸入電壓。作為接收器時，則可提供0.2 V至2.3 V或0.2 V至4.8 V輸出電壓，與采用2.5 V或5 V基準電壓源的ADC兼容。作為發射器時，電源電壓范圍為12 V至36 V，作為接收器時為7 V至36 V。 由于該電路是可以配置的，因此，單個硬件設計可以同時用作備用發射器和備用接收器，從而降低客戶的庫存要求。 電路描述 電路搭載AD8420，這是一款基于間接電流反饋架構的儀表放大器。得益于該架構，AD8420擁有出色的輸入和輸出特性。與傳統儀表放大器不同，AD8420可輕松放大等于或略低于地電平的信號而不需要雙電源供電。AD8420具有軌到軌輸出電壓擺幅，完全與輸入共模電壓無關。這使得AD8420擺脫了大多數傳統儀表放大器架構存在的、共模輸入和輸出電壓之間交互作用導致的多種限制。靈活的輸入和輸出特性，加上微功耗（0V輸入下最大值為80 μA）和寬電源范圍，這些特性使AD8420成為靈活低功耗工業應用的理想選擇。 發射器配置 圖1所示為4mA至20mA發射器配置的簡化電路圖。電路功耗僅為1 mA左右，非常適合環路供電應用。發射器的輸入范圍為0 V至5 V和0 V至10 V，可以通過跳線P3選擇。然后，將輸入電壓范圍調整至0.195 V至0.990 V，因為AD8420的差分輸入電壓的上限為1 V。 AD8420的輸入端有一個差模噪聲濾波器(40 kΩ/3.3 nF)，帶寬為1.2 kHz，還有一個共模噪聲濾波器(20 kΩ/330 pF)，帶寬為24 kHz。 AD8420的間接電流反饋架構強制放大器的差分輸入電壓出現在其FB和REF引腳之間。然后，晶體管Q1把0.195 V至0.990 V電壓范圍轉換成3.9 mA至19.8 mA的電流，流過R9 50 Ω檢測電阻。 通過R9檢測電阻的電流包括電路電流和Q1電流，但不包括AD8420電流IAMP。 AD8420的特有架構使其電源電流具有可預測性，當在+IN和-IN之間施加0.195 V至0.990 V的輸入電壓時，其范圍在100 μA至200 μA之間。該電源電流會增加通過R9的電流，使總輸出環路電流增至4 mA至20 mA。因此，環路中的總電流可通過以下等式得到： ILOOP= IAMP + IR9 若要使電路正常工作，電路總電源電壓必須大于7 V，以便為ADR02基準電壓源提供充分的裕量。 VLOOP SUPPLY > 7 V + RLoadILoop(max) 對于250 Ω的RLOOP， VLOOP SUPPLY > 7 V + (250 Ω)(20 mA) 因此， VLOOP SUPPLY > 12 V 環路電源電壓同樣限值為36 V（最大值）。 AD8420的一個優勢是其高阻抗基準電壓源引腳，該引腳無需通過額外的運算放大器來驅動，從而減少了發射器電路的功耗、成本和空間要求。 為了使環路正常工作，電路板地和環路地不得相連，除非需要R9（50 Ω檢測電阻）。 調整電阻的選擇 AD8420的差分輸入電壓范圍限值為±1V（最大值）。因此，為了能接受更高的工業輸入電壓范圍，電路采用調整電阻網絡將0 V至5 V或0 V至10 V輸入轉換成0.195 V至0.990 V。下列等式利用節點分析法來求得電路中R1、R2、R3和R4的值： 其中： VREF = 5 V R5 = 1 kΩ 對于0 V至5 V的輸入范圍，從等式1和等式2可分別得到等式3和等式4。 利用等式3和等式4求出R1和R2的值： R1 = 5044 Ω R2 = 20564 Ω 對于0 V至10 V的輸入范圍，從等式1和等式2可分別得到等式5和等式6。 同樣，求得相應調整電阻的值： R3 =11088 Ω R4 =22603 Ω 實際電路中，必須選擇最接近EIA標準的0.1%電阻，因此可得固定失調誤差。EVAL-CN0314-EB1Z板提供的電阻如下： R1 = 5050 Ω且R2 = 20500 Ω R3 = 11000 Ω且R4 = 22600 Ω 有了隨電路板提供的這些值，就可以利用以下等式算出這些電阻值導致的失調誤差： 對于0 V至5 V輸入，VREF = 5 V，R1 = 5.05 kΩ，R2 = 20.5 kΩ，且R5 = 1 kΩ。 失調誤差 (%FSR) = 失調誤差 (%FSR) = 0.078%，其中，VIN = 0 V；IQ1 = 3.9 mA 失調誤差 (%FSR) = -0.033%，其中，VIN = 5 V；IQ1 = 19.8 mA 結果，對于0 V至10 V輸入，VREF = 5 V，R3 = 11 kΩ，R4 = 22.6 kΩ，且 R5 = 1 kΩ 失調誤差 (%FSR) = 失調誤差 (%FSR) = -0.013%，其中，VIN = 0 V；IQ1 = 3.9 mA 失調誤差 (%FSR) = 0.718%，其中，VIN = 10 V；IQ1 = 19.8 mA 為了最大限度地減小該失調誤差，可使用兩個0.1%電阻組合，以便更接近算出的電阻值。 總發射器電路精度 對電阻容差導致的總誤差的合理近似推算是假設每個關鍵電阻對總誤差貢獻都相等。四個關鍵電阻為R1或R3、R2或R4、R5和R9。0.1%電阻導致的最差情況下的容差可造成0.4%總電阻誤差最大值。若假定rss誤差，則總rss誤差為0.1√4 = 0.2%。 因系統中有源元件導致的最大誤差和rss誤差（AD8420使用A級，ADR02使用B級）如下表所示。 表1. 有源元件導致的誤差 將有源元件失調導致的最差情況誤差加上最差情況電阻容差誤差0.4%，結果得到： 滿量程誤差 = 0.4% + 0.045% = 0.445% 這些誤差假定選用理想電阻，同時假定，這些誤差來源于其容差。 電路的實際誤差數據見圖3和圖4，其中，環路電源電壓=25V。總輸出誤差(%FSR)通過將實測輸出電流與理想輸出電流的差除以FSR (16 mA)，然后將計算結果乘以100即可算出。 圖2. 總發射器誤差(% FSR)與輸入電壓（范圍：0 V至5 V）的關系 圖3. 總發射器誤差(% FSR)與輸入電壓（范圍：0 V至10 V）的關系 接收器配置 圖4所示為簡化的接收器配置。接收器電路將電流信號轉換成電壓電平，該電平與采用2.5 V或5 V基準電壓源的多數單端輸入ADC相兼容。 圖4. 4 mA至20 mA接收器配置的簡化原理圖。 電阻R6用于檢測4 mA至20 mA信號，并將其轉換成0.2 V至1 V的輸入電壓以提供給放大器。然后，輸入電壓反射過放大器的FB和REF引腳。不同于輸出電壓范圍為1 V至5 V的多數直接增益接收器，電路采用ADR02和增益及調整電阻來提高0.2 V至4.8 V的輸出范圍。這使采用5V基準電壓源的ADC的輸入動態范圍實現了最大化。結果帶來的額外裕量為整個輸入信號范圍提供了線性度保障。接收器電路也可以用跳線P4進行配置，以便為采用2.5V基準電壓源的ADC提供0.2 V至2.3 V的輸出電壓。 不同于許多其他單電源儀表放大器，對于這種應用，AD8420的關鍵優勢在于，它可以檢測近地電流，而不會超過輸入范圍，也不會遇到共模限制。另外，AD8420還具有增益和電平轉換能力，不會像簡單的電阻分壓器一樣浪費ADC輸入范圍。 增益和調整電阻的選擇 AD8420的增益一般通過兩個電阻（R11和R10）的比值來設定。然而，電路采用ADR02以利用被低端直接增益浪費的20%的額外范圍。以下等式展示了如何獲得針對目標輸出電壓范圍的增益值和調整電阻值。 其中： VREF = 5 V R10 = 1 kΩ 對于0.2 V至2.3 V的輸出范圍： 我們可以得到電阻值： R11 = 1560 Ω R12 = 24000 Ω 對于0.2 V至4.8 V的輸出范圍： 有 R13 = 4560 Ω R14 = 24000 Ω 電路板上提供的電阻是值最接近EIA標準0.1%的電阻，可從供應商處取得。因此，電路板隨附電阻的實際值如下： R11 = 1580 Ω且R12 = 23700 Ω R13 = 4530 Ω且R14 = 24300 Ω 根據電路板提供的這些值，電阻值引起的誤差可計算如下： 對于0.2 V至2.3 V的輸出范圍，VREF = 5 V，R11 = 1580 Ω，R12 = 23700 Ω，且R10 = 1 kΩ。 失調誤差 (%FSR) = 失調誤差(%FSR) = -0.190%，其中，VFB = 0.2 V；VOUT_IDEAL = 0.2 V 失調誤差(%FSR) = 0.635%，其中，VFB = 1 V；VOUT_IDEAL = 2.3 V 對于0.2 V至4.8 V的輸出范圍，VREF = 5 V，R13 = 4530 Ω，R14 = 24300 Ω，且R10 = 1 kΩ。 失調誤差 (%FSR) = 失調誤差(%FSR) = 0.243%，其中，VFB = 0.2 V；VOUT_IDEAL = 0.2 V 失調誤差(%FSR) = -0.341%，其中，VFB = 1 V；VOUT_IDEAL = 4.8 V 也可使用兩個0.1%電阻組合，以便更接近計算值，從而最大限度地減小該失調誤差。 總接收器電路精度 對電阻容差導致的總誤差的合理近似推算是假設每個關鍵電阻對總誤差貢獻都相等。四個關鍵電阻為R11或R13、R12或R14、R6和R10。0.1%電阻導致的最差情況下的容差可造成0.4%總電阻誤差最大值。若假定rss誤差，則總rss誤差為0.1√4 = 0.2%。 因系統中有源元件導致的最大誤差和rss誤差（AD8420使用A級，ADR02使用B級）如下表所示。 表2. 有源元件導致的誤差 給因有源元件導致的最差情況誤差加上最差情況電阻容差誤差0.4%，結果得到： 滿量程誤差 = 0.4% + 0.07% = 0.47% 這些誤差假定選用理想電阻，同時假定，這些誤差來源于其容差。 接收器電路的實際誤差數據見圖5和圖6，其中，VCC=25V�？傒敵稣`差(%FSR)通過將實測輸出電壓與理想輸出電流的差除以輸出電壓的FSR，然后將計算結果乘以100即可算出。 圖5. 總接收器誤差(%FSR)與輸入電流（范圍：4 mA至20 mA）在0.2 V至2.3 V輸出范圍下的關系 圖6. 總接收器誤差(%FSR)與輸入電壓（范圍：4 mA至20 mA）在0.2 V至4.8 V輸出范圍下的關系 常見變化 經驗證，采用圖中所示的元件值，該電路能夠穩定地工作，并具有良好的精度�？稍谠撆渲弥惺褂闷渌鶞孰妷汉蛢x表放大器，以適應該電路的其他應用。 AD8237是一款微功耗、零漂移、真正軌到軌儀表放大器，也可用于本電路配置的低電源電壓版本。 針對低電流電壓應用，可使用高精度、低功耗、低噪聲基準電壓源ADR4550來代替ADR02。 電路評估與測試 設備要求 ●EVAL-CN0314-EB1Z 評估板 ●Agilent E3631A雙直接電源（或等效設備） ●Yokogawa 2000雙直接電源（或等效設備） ●Agilent 3458精密萬用表（或等效設備） 測試設置配置和測試 電路通過圖7和圖8所示測試設置進行了測試。Agilent 3631A設為25 V，作為評估板的電源。Agilent 3458萬用表用于測量評估板的實際電流或電壓輸出。EVAL-CN0314-EB1Z的照片如圖9所示。 對于發射器配置測試設置（圖8），利用一個Yokogawa 2000精密直流源來產生0 V至5 V或0 V至10 V的差分輸入范圍。S1開關必須置于“V-I”位，以將電路配置為發射器。 圖7. 發射器測試設置的功能框圖 對于接收器配置測試設置（圖9），利用第二塊EVAL-CN0314-EB1Z來產生4 mA至20 mA的輸入電流。如果需要可以使用精密電流源。S1開關必須置于“I-V”位，以將電路配置為接收器。 圖8. 接收器測試設置的功能框圖 圖9. EVAL-CN0314-EB1Z板的照片 針對4 mA至20 mA發射器的開關和跳線設置 對于如圖1所示發射配置，開關S1應置于“V-I”位。對于0 V至10 V的輸入范圍，跳線P3應置于“0–10V”位，對于0 V至5 V的輸入范圍，則應置于“0–5V”位。同時參見圖9所示評估板照片。 針對4 mA至20 mA接收器的開關和跳線設置 對于如圖4所示接收器配置，開關S1應置于“I-V”位。對于0.2 V至2.3 V的輸入范圍，跳線P4應置于“0.2-2.3V”位，對于0.2 V至4.8 V的輸入范圍，則應置于“0.2-4.8V”位。同時參見圖9所示評估板照片。 |
