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測試運(yùn)算放大器噪聲模型的準(zhǔn)確性 圖 4.1 顯示了用于確認(rèn)運(yùn)算放大器噪聲模型準(zhǔn)確性的測試電路。CCV1 是一種流控電壓源，我們用它來將噪聲電流轉(zhuǎn)換為噪聲電壓。之所以要進(jìn)行這種轉(zhuǎn)換，是因?yàn)門INA 中的“輸出噪聲分析”需要對噪聲電壓進(jìn)行嚴(yán)格檢查。CCV1 的增益必須如圖所示設(shè)為 1，這樣電流就能直接轉(zhuǎn)換為電壓。運(yùn)算放大器采用電壓輸出器配置，這樣輸出就能反映輸入噪聲情況。TINA 能夠識別到兩個(gè)輸出測量節(jié)點(diǎn) “voltage_noise” 與 “current_noise”，它們用于生成噪聲圖。由于 TINA 需要輸入源才能進(jìn)行噪聲分析，因此我們添加了信號源 VG1。我們將此信號源配置成正弦曲線，但這對噪聲分析并不重要（見圖 4.2）。 圖 4.1：配置噪聲測試電路（設(shè)置 CCV1 增益為 1） 圖 4.2：配置噪聲測試電路（設(shè)置信號源 VG1） 隨后，我們可從下來菜單中選擇 “分析\噪聲分析”（ 如圖 4.3 所示），進(jìn)行噪聲分析，這將生成噪聲分析表。然后輸入需要的起始和終止頻率。該頻率范圍由受測試的運(yùn)算放大器的規(guī)范決定。就本例而言，OPA227 的規(guī)范要求頻率范圍為 0.1 Hz～10 kHz，也就是說，這就是適合本例的頻率范圍。隨后，在 “圖表” 項(xiàng)下選擇 “輸出噪聲” 選項(xiàng)，便可針對電路中每個(gè)測量節(jié)點(diǎn)（儀表）生成不同的頻譜密度曲線。這樣，我們進(jìn)行分析時(shí)，就能獲得兩個(gè)頻譜密度曲線圖，一個(gè)是針對 “電壓噪聲”節(jié)點(diǎn)，另一個(gè)則是針對 “電流噪聲” 節(jié)點(diǎn)。 圖 4.3：執(zhí)行 “噪聲分析” 選項(xiàng) 圖 4.4 顯示了噪聲分析的結(jié)果。我們可用一些簡單的方法來將曲線轉(zhuǎn)換為更有用的形式。首先，我們點(diǎn)擊 “視圖” 菜單下的 “曲線分離”，隨后，再點(diǎn)擊 Y 軸并選擇 “對數(shù)” 標(biāo)度。根據(jù)適當(dāng)范圍設(shè)置上下限（四舍五入到 10 的N次冪）。點(diǎn)數(shù)調(diào)節(jié)為 1+Number_of_Decades。在本例中，我們有三個(gè)十倍頻程（即100f ～100p），因此，我們需要四點(diǎn)（見圖 4.5）。 圖 4.4：轉(zhuǎn)變?yōu)楦杏玫母袷降暮唵畏椒ǎㄇ�分離） 圖 4.5：轉(zhuǎn)變?yōu)楦杏玫母袷降暮唵畏椒ǎㄗ優(yōu)閷?shù)標(biāo)度） 我們將模擬結(jié)果與圖 4.6 中的 OPA227 數(shù)據(jù)表相比較。請注意，二者幾乎相同。這就是說，OPA227 的 TINA-TI 模型能準(zhǔn)確進(jìn)行噪聲建模。我們對 OPA627 模型也采用與上述相同的步驟，圖 4.7 顯示了測試結(jié)果，發(fā)現(xiàn) OPA627 模型沒能通過測試。OPA627 模型的電流噪聲頻譜密度約為 3.5E-21A/rt-Hz，而規(guī)范要求則為 2.5E-15A/rt-Hz。此外，模型中的電壓噪聲未體現(xiàn) l/f 區(qū)。下面，我們將為這款運(yùn)算放大器建模，實(shí)現(xiàn)適當(dāng)?shù)脑肼暯！? 圖 4.6：OPA227 通過建模測試 圖 4.7：OPA627 未通過建模測試 建立自己的噪聲模型 在第二部分中，我們曾介紹過運(yùn)算放大器噪聲模型，它包括運(yùn)算放大器、電壓噪聲源和電流噪聲源。我們將用分離噪聲源和通用運(yùn)算放大器來構(gòu)建這一噪聲模型。模擬與 Rf 模型 (Analog & Rf models) 公司的Bill Sands為 TI 開發(fā)了分離噪聲源。您可從 TI 網(wǎng)站 www.ti.com下載這種噪聲源，只需搜索 “TINA-TI 應(yīng)用原理圖” 并查找 “噪聲分析”文件夾即可。我們還在附錄 4.1 和 4.2 中給出了“ TINA 宏”列表。 圖 4.8 顯示了用于創(chuàng)建噪聲模型的電路。請注意，這就是我們此前使用的測試電路配置。該電路配置中有一個(gè)連接在輸入端之間的電流噪聲源。嚴(yán)格地說，實(shí)際上有兩個(gè)電流噪聲源。不過，我們從產(chǎn)品說明書很難說清楚這些信號源之間的相互關(guān)系。而且，在電流反饋放大器中這些信號源的信號幅度不同。我們在以后的文章中將更詳細(xì)地探討上述問題。我們將對電路加以定制，以便對 OPA627 的噪聲特點(diǎn)進(jìn)行適當(dāng)建模。 圖 4.8：采用分離噪聲源的運(yùn)算放大器噪聲模型 首先，我們應(yīng)配置噪聲電壓源。這只需在噪聲源上右擊并選擇 “進(jìn)入宏 ”即可（見圖4.9）。進(jìn)入“宏”后，彈出文本編輯器，為SPICE宏模型給出了源列表。圖 4.10 顯示了應(yīng)加以編輯的 “.PARAM” 信息，以匹配于數(shù)據(jù)表。請注意，NLF 是l/f 區(qū)中某一點(diǎn)的噪聲頻譜密度（單位為 nV/rt-Hz）。FLW 是選中點(diǎn)的頻率。 圖 4.9：進(jìn)入宏以配置噪聲電壓源 圖 4.10：輸入 1/f 區(qū)數(shù)據(jù) 隨后，我們應(yīng)輸入寬帶噪聲頻譜密度，這里要用到 NVR 參數(shù)。請注意，由于寬帶噪聲強(qiáng)度就所有頻率而言都是一樣的，因此這里不需要輸入頻率（見圖4.11）。輸入噪聲信息之后，我們必須編輯并關(guān)閉 SPICE 文本編輯器。點(diǎn)擊“校驗(yàn)框”，注意到狀態(tài)欄會顯示 “編輯成功” 消息。在 “文件” 菜單下選擇“關(guān)閉”，返回原理圖編輯器（見圖 4.12）。 圖 4.11：輸入寬帶區(qū)數(shù)據(jù) 我們對電流噪聲源也要采取相同步驟。就此示例來說，電流源沒有 1/f 噪聲。這時(shí)，寬帶頻譜密度和 1/f “.PARAM” 均設(shè)為2.5fA/rt-Hz。1/f 頻率通常設(shè)為非常低的頻率，如 0.001Hz （見圖 4.13）。 圖 4.12：編輯 “宏” 并 “關(guān)閉” 圖 4.13：輸入電流噪聲源數(shù)據(jù) 現(xiàn)在，我們對兩種噪聲源都進(jìn)行了適當(dāng)配置，接下來就要編輯通用運(yùn)算放大器模型中的一些 AC 參數(shù)了。具體說來，必須輸入開環(huán)增益和主導(dǎo)極點(diǎn)，因?yàn)樗鼈儠绊懛糯笃鞯拈]環(huán)帶寬，反過來閉環(huán)帶寬又會影響電路的噪聲特性。開環(huán)增益在數(shù)據(jù)表中通常采用 dB 為單位。我們可用方程式 4.1 將 dB 轉(zhuǎn)換為線性增益。我們還可用方程式 4.2 來計(jì)算 Aol 曲線中的主導(dǎo)極點(diǎn)。例 4.1 就 OPA627 進(jìn)行了主導(dǎo)極點(diǎn)計(jì)算。圖 4.14 給出了主導(dǎo)極點(diǎn)的圖示。 方程式4.1：將 dB 轉(zhuǎn)化為線性增益 方程式4.2：計(jì)算主導(dǎo)極點(diǎn) 例 4.1：查找 OPA627 的線性開環(huán)增益和主導(dǎo)極點(diǎn) 圖 4.14：增益主導(dǎo)極點(diǎn)與頻率關(guān)系圖 下面，我們應(yīng)編輯通用運(yùn)算放大器模型，其中包括開環(huán)增益和主導(dǎo)極點(diǎn)。只需雙擊運(yùn)算放大器標(biāo)志并按下 “類型” 按鈕即可，這將啟動“目錄編輯器”。在“目錄編輯器”中，我們要修改“開環(huán)增益”以匹配于我們在例 4.1 中計(jì)算所得的結(jié)果。圖 4.15概述了相關(guān)步驟。 圖 4.15：編輯通用運(yùn)算放大器 現(xiàn)在，運(yùn)算放大器的噪聲模型已經(jīng)構(gòu)建完畢。圖 4.16 顯示了模型上運(yùn)行測試的過程及結(jié)果。正如我們所期望的那樣，新模型與數(shù)據(jù)表剛好匹配。 圖 4.16：“手工構(gòu)建的”新模型順利通過模型測試 用 TINA 分析第三部分中的電路 圖 4.17 顯示了采用 Tina SPICE 的 OPA627 建模原理圖。請注意，第四部分討論了通過用分離噪聲源和通用運(yùn)算放大器開發(fā)自己的模型來對噪聲進(jìn)行適當(dāng)建模的方法，此外，電阻 Rf 和 R1 匹配于第三部分中的示例電路。 圖 4.17：OPA627 電路示例 我們可從下來菜單中選擇 “分析\噪聲分析”，進(jìn)行 Tina SPICE 噪聲分析，這將生成噪聲分析表。我們可在噪聲分析表上選擇 “輸出噪聲” 和 “總噪聲”選項(xiàng)。“輸出噪聲” 選項(xiàng)將針對所有測試點(diǎn)（即帶儀表的節(jié)點(diǎn)）生成噪聲頻譜密度圖。“總噪聲”將生成功率譜密度曲線圖積分結(jié)果。我們可通過總噪聲曲線明確電路的均方根輸出噪聲電壓。圖 4.18 顯示了如何執(zhí)行噪聲分析。 圖 4.18：運(yùn)行噪聲分析 圖 4.19 和圖 4.20 顯示了 TINA 噪聲分析的結(jié)果。圖 4.19 給出了放大器輸出處的噪聲頻譜密度（即輸出噪聲）。該曲線結(jié)合了所有噪聲源，并包括噪聲增益的效果和噪聲帶寬。圖 4.20 顯示了給定帶寬下放大器輸出處的總噪聲。我們也可以求功率頻譜密度曲線的積分（即電壓頻譜密度的平方），從而推導(dǎo)出該曲線。請注意，該曲線在高頻下為常量，即323uVrms。這一結(jié)果與第三部分中計(jì)算得出的均方根噪聲相匹配（我們計(jì)算所得的噪聲為324uV）。還要注意，該噪聲為常量，這是由于運(yùn)算放大器的帶寬限制使然。 圖 4.19：輸出噪聲圖結(jié)果 圖 4.20：總噪聲圖結(jié)果 本文總結(jié)和下文內(nèi)容提要 在本文中，我們介紹了稱作 TINA SPICE 的電路模擬套件。我們用 TINA 開發(fā)了一套簡單的測試步驟來檢查運(yùn)算放大 器模型是否可以準(zhǔn)確對噪聲進(jìn)行建模。在某些情況下，有的模型不能通過測試，因此，我們就用分離噪聲源和通用運(yùn)算放大器開發(fā)出了我們自己的模型。我們還用 TINA 來計(jì)算第三部分實(shí)際分析中所用的示例電路的噪聲。在第五部分，我們將分析測試噪聲的方法，特別是要對此前章節(jié)中的噪聲計(jì)算結(jié)果進(jìn)行物理測量。 附錄 4.1：電壓噪聲宏 * BEGIN PROG NSE NANO VOLT/RT-HZ .SUBCKT VNSE 1 2 * BEGIN SETUP OF NOISE GEN - NANOVOLT/RT-HZ * INPUT THREE VARIABLES * SET UP VNSE 1/F * NV/RHZ AT 1/F FREQ .PARAM NLF="15" * FREQ FOR 1/F VAL .PARAM FLW="10" * SET UP VNSE FB * NV/RHZ FLATBAND .PARAM NVR="4".5 * END USER INPUT * START CALC VALS .PARAM GLF={PWR(FLW,0.25)*NLF/1164} .PARAM RNV={1.184*PWR(NVR,2)} .MODEL DVN D KF={PWR(FLW,0.5)/1E11} IS="1".0E-16 * END CALC VALS I1 0 7 10E-3 I2 0 8 10E-3 D1 7 0 DVN D2 8 0 DVN E1 3 6 7 8 {GLF} R1 3 0 1E9 R2 3 0 1E9 R3 3 6 1E9 E2 6 4 5 0 10 R4 5 0 {RNV} R5 5 0 {RNV} R6 3 4 1E9 R7 4 0 1E9 E3 1 2 3 4 1 C1 1 0 1E-15 C2 2 0 1E-15 C3 1 2 1E-15 .ENDS ?END PROG NSE NANOV/RT-HZ 附錄 4.2：電流噪聲宏 * BEGIN PROG NSE FEMTO AMP/RT-HZ .SUBCKT FEMT 1 2 * BEGIN SETUP OF NOISE GEN - FEMPTOAMPS/RT-HZ * INPUT THREE VARIABLES * SET UP INSE 1/F * FA/RHZ AT 1/F FREQ .PARAM NLFF="2".5 * FREQ FOR 1/F VAL .PARAM FLWF="0".001 * SET UP INSEFB * FA/RHZ FLATBAND .PARAM NVRF="2".5 * END USER INPUT * START CALC VALS .PARAM GLFF={PWR(FLWF,0.25)*NLFF/1164} .PARAM RNVF={1.184*PWR(NVRF,2)} .MODEL DVNF D KF={PWR(FLWF,0.5)/1E11} IS="1".0E-16 * END CALC VALS I1 0 7 10E-3 I2 0 8 10E-3 D1 7 0 DVNF D2 8 0 DVNF E1 3 6 7 8 {GLFF} R1 3 0 1E9 R2 3 0 1E9 R3 3 6 1E9 E2 6 4 5 0 10 R4 5 0 {RNVF} R5 5 0 {RNVF} R6 3 4 1E9 R7 4 0 1E9 G1 1 2 3 4 1E-6 C1 1 0 1E-15 C2 2 0 1E-15 C3 1 2 1E-15 .ENDS * END PROG NSE FEMTO AMP/RT-HZ |
