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IEEE 802.3af標準對以太網供電(POE)做出了詳盡的規定,它允許通過以太網傳輸數據的同時提供48V電源,IEEE 802.3af 標準中定義的電源供電設備(PSE)是能夠通過10BASE-T、100BASE-T或者1000BASE-T網絡提供電源的DTE或者Midspan設備,而IEEE 802.3af 標準中定義的受電設備(PD)則是通過網絡從電源供電設備(PSE)取得電源的設備.IEEE 802.3af 標準中規定的PSE可以提供約13W功率.從而使小型數據設備可以通過它們的以太網連接獲得電源,而不需要從墻上的交流電源插座獲取電源.這些設備包括數字VoIP電話、網絡無線接入點、因特網設備、計算機電話、安全攝像機或任何以太網連接的數據設備.IEEE 802.3af 標準的推出,大大擴展了以太網的應用,同時也給以太網帶來了巨大的發展空間. 1 MAX5941的功能 MAX5941A/MAX5941B是一款高度集成的電源IC,適用于以太網供電(POE)系統中的受電設備(PD).MAX5941A/MAX5941B有兩個功能,一是提供PSE與PD之間的接口,二是通過DC-DC PWM控制器實現48V電源轉換以輸出5V或者PD所需要的電壓,輸出電壓可實現隔離或者非隔離.MAX5941A的最大占空比為85%,可用于反激式轉換器.MAX5941B的占空比限制在50%以內,主要用于單端正激式轉換器中. 2 IEEE 802.3af標準的PD接口特性 MAX5941的PD接口特性符合IEEE 802.3af標準,可為PD提供偵測特征信號和分級信號,此外,MAX5941還集成了一個具有可編程浪涌電流控制功能的集成隔離開關,同時還具有寬滯回供電模式欠壓鎖定(UVLO)以及“電源好”狀態輸出等功能. 在偵測和分級期間,由于集成的MOSFET可提供PD隔離,MAX5941可保證偵測階段的泄漏電流失調小于10μA.其可編程限流功能可防止上電期間產生很高的浪涌電流.這些器件的UVLO供電模式具有寬滯回和長故障消隱時間等特性,因而可補償電壓在雙絞電纜上的阻性衰減,并確保系統在偵測、分級和上/掉電諸狀態間無擾動地轉換.MAX5941的UVLO門限可調,并具有一個兼容于IEEE 802.3af標準的缺省值.MAX5941可工作于PD前帶有或不帶二級管橋的設計中. MAX5941有三種不同的工作模式:PD偵測、PD分級和PD供電模式. 偵測模式(1.4V≤VIN≤10.1V)下,供電設備(PSE)將向VIN施加兩種1.4V～10.1V范圍內的電壓(最小步長1V),然后記錄兩個點的電流值,并由PSE計算ΔV/ΔI,以確認25.5kΩ特征電阻是否存在.在此模式下,MAX5941內部的大部分電路處于關閉狀態,失調電流小于10μA.如果施加在PD上的電壓有可能被顛倒,則需要在輸入端安裝保護二極管,以免對MAX5941造成內部損傷.由于PSE使用斜率技術(ΔV/ΔI)來計算特征阻抗,這樣,保護二極管引起的直流偏差已被扣除,因而不會影響偵測過程. 分級模式(12.6V≤VIN≤20V)下,PSE根據PD所要求的功率對PD進行分級.以便PSE高效地管理功率分配.IEEE802.3af標準定義了五個不同的級別.分級電流可由連接在RCL與VEE之間的外部電阻(RCL)來設定.PSE通過在PD輸入端施加一個電壓,以及測量流出PSE的電流來確定PD的分級.當PSE施加一個介于12.6V～20V之間的電壓時.PSE利用分級電流信息區分PD所需要的功率.分級電流包括25.5kΩ偵測特征電阻吸收的電流和MAX5941的電源電流,PD吸收的總電流應在IEEE802.3af標準要求之內.進入供電模式后,分級電流將被關斷. 供電模式下,當VIN上升至欠壓鎖定門限( VUV-LO,ON)以上時,MAX5941將逐步開啟內部N溝道MOSFET管Q1.圖1是MAX5941的內部接口電路框圖.MAX5941用一個恒流(典型值為10μA)對Q1柵極充電.Q1的漏-柵電容限制了MOSFET漏極電壓的上升速率,因而限制了浪涌電流.為了降低浪涌電流,也可在外部添加漏-柵電容.當Q1的漏-源電壓降至1.2V以下,且柵-源電壓高于5V時,MAX5941會發出“電源好”信號.由于MAX5941具有較寬的UVLO滯回和關斷消隱時間,因而可補償雙絞電纜的高阻抗. 3 用MAX5941實現48V電源轉換 MAX5941是電流模式的PWM控制器,可將48V輸入電源轉換成5V電壓輸出,MAX5941用內部穩壓器取代高功耗的啟動電阻,這不但可為MAX5941提供啟動所需的電能,還能穩定第三(偏置)繞組的輸出電壓,從而為IC提供穩定的工作電源.開始啟動時,調節器將V+調整到VCC并為器件提供偏置.啟動之后,改由VDD穩壓器從第三繞組輸出穩定的VCC.此結構只需一只很小的電容即可對第三繞組的輸出進行濾波,從而省下了一只濾波電感的成本. 在設計第三繞組時,所設計的線圈匝數應保證最小反射電壓始終大于12.7V.而最大反射電壓則必須小于36V. 為降低功耗,當VDD電壓達到12.7V后,可以將高壓調節器關掉.這樣可以降低功耗并改善效率.如果VCC降低到欠壓鎖定門限(VCC=6.6V)以下,低壓調節器將被關閉,電路重新進入軟啟動.此時欠壓鎖定狀態MOSFET驅動器的輸出(NDRV)保持為低. 如果輸入電壓介于13～36V之間,只要不超出最大功耗,就可以將V+和VDD連接到線電壓.這樣就可省掉第三繞組. 4 MAX5941的設計實例 MAX5941的一般設計步驟如下: ●確定具體需求 ●設定輸出電壓 ●計算變壓器主、副繞組匝比 ●計算復位繞組與主繞組匝比 ●計算第三繞組與主繞組匝比 ●計算檢流電阻值 ●計算輸出電感值 ●選擇輸出電容. 圖2是用MAX5941B設計的正激式DC/DC轉換器,具體計算如下: (1)對于30V≤VIN≤67V,VOUT=5V,IOUT=10A,VRIPPLE≤50mV的要求.開啟門限應設為38.6V. (2)設定輸出電壓時,可根據下式計算電阻R1和R2: VREF/VOUT=R2/(R1+R2) 式中VREF是并聯調節器的基準電壓. (3)根據最小輸入電壓和MAX5941B的最大占空比下限(44%)計算變壓器匝比時,為了能夠使用漏-源擊穿電壓小于200V的MOSFET,本設計選用最大占空比為50%的MAX5941B.然后根據下式計算匝數比: NS/NP≥(VOUT+VD1×DMAX)/(DMAX×VIN_MIN) 式中:NS/NP為匝數比(NS是副繞組匝數,NP是主繞組匝數),VOUT為輸出電壓(5V),VD1為D1上的壓降(功率肖特基二極管典型壓降為0.5V),DMAX為最大工作占空比的最小值(44%),VIN_MIN為最小輸入電壓(30V),對于本例:NS/NP≥0.395,選擇NP =14時,NS=6. (4)較低的復位繞組匝比(NR/NP)可確保變壓器中的所有能量在最大占空比下的關閉周期內能夠全部返回V+.可用下式來確定復位繞組匝比: NR≤NP×(1-DMAX')/DMAX' 式中:NR/NP為復位繞組匝比,DMAX'為占空比的最大值(50%),計算NR=14. (5)選擇第三繞組匝比(NT/NP),以使最小輸入電壓能夠在VDD處提供最小工作電壓(13V).可采用下式計算第三繞組匝比: NP(VDDMIN +0.7)/ VIN_MIN≤NT≤NP(VDDMAX+0.7)/ VIN_MAX 式中:VDDMIN是最小VDD電源電壓(13V),VDDMAX是最大VDD電源電壓(30V),VIN_MIN是最小輸入電壓(30V),VIN_MAX是最大輸入電壓(本設計為67V),NP是主繞組匝數,NT是第三繞組匝數:可選擇NT=7. (6)根據下式選擇RSENSE: RSENSE≤VILIM/(NS×1.2×IOUTMAX/NP) 式中:VILIM是檢流比較器的觸發門限電壓(0.465V),NS/NP是副端匝比(本例為5/14),IOUTMAX是最大直流輸出電流(本例為10A),RSENSE選90.4mΩ. (7)選擇電感時,應使電感中的峰值紋波電流(LIR)介于最大輸出電流的10%和20%之間: L≥(VOUT+VD)(1-DMIN)/(2LIR×275kHz×IOUTMAX) 式中VD是輸出肖特基二極管的正向壓降(0.5V),LIR是電感紋波電流與直流輸出電流之比.本例中,L選4.01μH. (8)輸出濾波電容的容量和ESR可決定輸出紋波.選擇低ESR電容有利于滿足紋波電壓的要求.圖2中選擇了三只560μF的電容. |
