SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT的特性詳細對比

發布時間：2025-9-30 11:24 發布者：Eways-SiC

SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT詳細特性對比

碳化硅（SiC）半導體器件由于其寬禁帶材料的優良特性受到了廣泛關注。SiC 半導體器件作為一種新型器件，對其與 Si 半導體器件的特性對比及評估越來越有必要。本文主要對比了SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT 的靜態特性。并搭建了基于 Buck 變換器的測試平臺，測試條件為輸入電壓為 400V，電流為 4～10A，對比了三種器件的開關波形、開關時間、開關損耗、dv/dt、di/dt 以及內部二極管的反向恢復特性。設計了一臺 2kW 的雙主動全橋（DAB）變換器的實驗樣機，對比了應用三種器件的 DAB 變換器的理論效率和實測效率。

碳化硅（Silicon Carbide，SiC）半導體器件因其材料具有擊穿電場高、載流子飽和漂移速度快、熱穩定性好及熱導率高等優勢[1-3]，可提高電力電子變換器的性能，引起了國內外學者的廣泛關注。目前，商用的 SiC 半導體器件有 SiC 肖特基二極管、SiC JFET 及 SiC MOSFET。由于 SiC 肖特基二極管的反向恢復特性好于 Si 二極管，將其應用于PFC 電路或逆變器中，效率得到明顯提高[4-6]。SiC JFET 是目前最成熟的 SiC 半導體器件，其開關速度和開關損耗均優于 Si MOSFET 和 IGBT [7-9]。但 JFET的主要缺點是常通型，必須通過負壓關斷器件，當驅動電源出現故障時，很可能出現短路現象。

自 2011年，CREE公司推出第一代 SiC MOSFET，較多研究人員對 SiC MOSFET 的特性進行深入研究。文獻[10-13]指出 SiC MOSFET 的驅動電壓較低時，其導通電阻為負溫度系數；驅動電壓升高之后，其導通電阻為正溫度系數。文獻[14]仿真對比了應用 SiC MOSFET 和 Si IGBT 的雙向 Buck-Boost 電路的效率，但沒有實際應用效率的對比。由于雙有源全橋（Dual Active Bridge，DAB）變換器能自然實現 ZVS 軟開關，結構簡單，效率高，對 SiC MOSFET在 DAB 變換器中的應用研究也較多[15-19]。文獻[15]在 DAB 變換器中比較了 SiC MOSFET、Si CoolMOS和 IGBT 的輸出電容 CDS 大小以及其對 ZVS 軟開關的影響，但沒有對器件的其他特性進行對比分析。文獻[16-17]實驗對比了應用 SiC MOSFET 和 Si IGBT 的 DAB 變換器的效率，但沒有對兩種器件的具體特性進行對比分析。文獻[18-19]設計了應用SiC MOSFET 的高頻 DAB 變換器，但其主要介紹了高頻磁性元件的設計。

為了具體了解 SiC MOSFET 的性能優勢，及與 Si CoolMOS 和 IGBT 的特性差異，本文將 SiC MOSFET、Si CoolMOS 和 IGBT 的特性進行對比。首先對比三種器件的靜態特性，分析其對器件性能的影響。然后搭建基于 Buck 變換器的測試平臺，對每種器件的開關特性進行測試。最后基于一臺 2kW的 DAB 變換器，測試對比應用三種器件的效率。2靜態特性對比

與 CMF20120D 擊穿電壓 VBR 相近的高壓 Si MOSFET 的導通電阻 RDS(on)均較大，因此本著額定電流 ID 和導通電阻相近的原則，本文選取了IPW65R065C7 作為對比對象。IPW65R065C7 為Infineon 公司最新的一款 CoolMOS，其最大特點是開關速度快。而本著 Si IGBT 的擊穿電壓和額定電流相近的原則，本文選取了 IKW25N120T2 作為對比對象。IKW25N120T2 為 Infineon 公司應用廣泛的一款 Si IGBT。表 1 為 CMF20120D、IPW65R065C7和 IKW25N120T2 的器件參數。

圖 1 為 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25- N120T2 不同柵電壓（VGS 或 VGE）的 I-V 輸出特性曲線。如圖 1a 所示，CMF20120D 的 VGS 大于18V 之后特性曲線的斜率變化較小。如圖 1b 所示，IPW65R065C7 的 VGS 大于 8V 之后特性曲線的斜率基本不變，VGS 為 10V 和 20V 的特性曲線重合。如圖 1c 所示，IKW25N120T2 的 VGE 大于 13V 時特性曲線的斜率基本不變，VGE 為 17V 和 20V 的特性曲線重合。CMF20120D 的飽和區與線性區的拐點沒有 IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 清晰。上述現象源于三種器件的不同的跨導特性，如圖 2 所示。CMF20120D 的跨導系數（gfs）最小，溝道遷移率最低，VGS 較高時才能獲得低導通電阻。為了保證CMF20120D 具有低通態損耗，其驅動電壓要高于18V，與 Si 半導體器件不同。

圖 3a、圖 3b 和圖 3c 分別給出了 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的 Ciss，Coss和 Crss隨器件電壓（VDS 或 VCE）變化的曲線。IKW25N120T2的 Ciss 最小，其 VGE 響應最快，驅動損耗最小。IPW- 65R065C7 的 Coss 最小，其關斷時 Coss 存儲能量最小（器件開通時，Coss 存儲的能量轉化為開通損耗）。IPW65R065C7 的 Crss 最小，其 VGS 的密勒平臺時間最短，dv/dt 最大。

3開關特性對比

圖 4 為基于 Buck 變換器的測試平臺，用于測試 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2的開關特性。二極管 VD 為 SiC 肖特基二極管C4D20120A，其器件參數見表 2。SiC 肖特基二極管無反向恢復特性，用于限制被測器件（Device Under Test, DUT）開通時的電流尖峰。Buck 變換器的測試條件見表 3。驅動電路框圖如圖 5 所示，使用Avago 公司的 ACPL-4800 光耦隔離芯片和 IXYS 公司的 IXDN609SI 驅動芯片，驅動電路的負壓通過三端穩壓器 LM337 調節。根據器件的靜態特性，設計CMF20120D 的驅動電壓為+18/3，IPW65R065C7和 IKW25N120T2 的驅動電壓為+15/3。

圖 6 所示為 Buck 變換器的輸出電流為 7A 時，CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的開通和關斷的波形。IKW25N120T2 的 VGE 響應速度最快。CMF20120D 的開通延遲時間和關斷延遲時間最短。IPW65R065C7 的電壓電流變化時間最短，但其開通電流尖峰和關斷電壓尖峰最大。IKW25N120T2關斷拖尾現象嚴重。

圖 7 為 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25- N120T2 的開關時間隨 RG 變化的曲線。td(on)為開通延時時間，ton 為產生開通損耗的時間，即器件開通時電壓電流的交疊時間，td(off )為關斷延時時間，toff為產生關斷損耗的時間，即器件關斷時電壓電流的交疊時間。測試結果顯示，RG 越大，開關時間越長。CMF20120D 的開通延時間和關斷延時時間最短，IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的關斷延遲現象比較嚴重。CMF20120D 產生開通損耗的時間最長，IPW65R065C7 最短。IPW65R065C7 產生關斷損耗的時間最小，CMF20120D 與其相近。IKW25N120T2因其關斷拖尾現象，產生關斷損耗的時間最長。

圖8 為 Buck 變換器的輸出電流不同時，CMF- 20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的開關損失能量。Eon 為開通損失能量，Eoff 為關斷損失能量。

測試結果顯示，隨著負載電流增加，開關損失能量增加。CMF20120D 開通損失能量最大，IPW65R065C7最小。IPW65R065C7 的關斷損失能量最小，CMF- 20120D 與其相近。IKW25N120T2 的關斷損失能量最大。

圖 9 為 Buck 變換器的輸出電流不同時 CMF- 20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的開通di/dt 和關斷 dv/dt。測試結果顯示，IPW65R065C7的電壓電流變化率最大，IKW25N120T2 最小。

表 4 為 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25- N120T2 內部二極管的靜態參數。其中 IKW25N120T2的內部二極管為出廠前封裝在內的 Si 快恢復二極管。圖 10 為測試二極管反向恢復特性的電路圖。圖11 為三種器件內部二極管及 SiC 二極管 C4D20120A的反向恢復電流測試結果，此處測試結果包含二極管結電容充電電流。測試結果顯示，CMF20120D的內部二極管的反向恢復電流最小，反向恢復時間最短。而 IPW65R065C7 的內部二極管的反向恢復特性最差，其反向恢復電流峰值是 CMF20120D 內部二極管的 6 倍，反向恢復時間是 CMF20120D內部二極管的 3 倍。CMF20120D 的內部二極管與 C4D20120A 對比，其反向恢復電流略大于C4D20120A。

4 DAB 變換器的損耗模型

DAB 變換器如圖 12a 所示，由兩個全橋單元通過一個電壓比為 N 的變壓器和輔助電感 L 連接構成。Q1～Q8 為開關管，VD1～VD8 為續流二極管，C1 和 C2 為濾波電容。考慮到 IPW65R065C7 和IKW25N120T2 內部二極管的反向恢復特性較差，續流二極管采用 SiC 肖特基二極管 C4D20120A。該變換器的主要工作波形如圖 12b 所示，包含 Q1 的關斷電壓 vDS_Q1 和通態電流 iD_Q1，VD1 的通態電流 iF_D1，Q5 的關斷電壓 vDS_Q5 和通態電流 iD_Q5，VD5 的通態電流 iF_D5 以及輔助電感電流 i。半個周期內，輔助電感電流在 t0、t1、t2 和 t3 時刻的大小及其有效值表示為

基于 DAB 變換器的工作原理，建立 DAB 變換器的損耗模型。其主要包含：開關管的損耗模型、續流二極管的損耗模型以及變壓器和輔助電感的損耗模型。

開關管的損耗包含通態損耗和開關損耗，DAB變換器的變壓器兩側開關管損耗模型需要分別建立。當開關管為 MOSFET 時，V1 側開關管的通態損耗模型為

當開關管為 IGBT 時，V1 側開關管的通態損耗模型為

DAB 變換器開關管處于 ZVS 開通，其開通損耗近乎為 0，因此開關管的開關損耗模型只考慮關斷損耗。V1 側開關管的關斷損耗模型為

由于 SiC 二極管的反向恢復特性好，并且二極管的開關損耗較小，因此二極管的損耗模型只考慮通態損耗。V1 側二極管的通態損耗模型為

變壓器和輔助電感的損耗包含銅損和磁損。變壓器和輔助電感的銅損模型為

根據上述損耗模型，表 5 給出了 CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的通態損耗和關斷損耗的理論計算結果。計算條件為：DAB 變換器的輸出功率為 2kW，V1 為 320V~400V，V2 為 360V，變壓器的電壓比 N 為 1∶1，Q1～Q8 的驅動電阻 RG為 10Ω。開關管為 CMF20120D 和 IPW65R065C7 時，開關頻率為 100kHz，死區時間 Td 為 0.15s，輔助電感 L 為 66H；開關管為 IKW25N120T2 時，開關頻率為 20kHz，死區時間 Td 為 1s，輔助電感 L為 330H。表 5 中，隨著 V1 升高，CMF20120D、IPW65R065C7 和 IKW25N120T2 的通態損耗和關斷損耗均呈降低趨勢。IPW65R065C7 的通態損耗和關

斷損耗最低，CMF20120D 的通態損耗和關斷損耗略高于 IPW65R065C7。盡管 IKW25N120T2 的開關頻率為 20kHz，但其通態損耗和關斷損耗最高，關斷損耗遠大于 CMF20120D、IPW65R065C7。

表 6 給出了開關頻率分別為 20kHz 和 100kHz時，二極管 C4D20120A 的通態損耗以及變壓器和輔助電感的銅損和磁損。變壓器和輔助電感所選磁心型號如表 7 所示，環形 H100/50/20 為七星飛行公司的鎳鋅鐵氧體磁心，EE55 為 TDK 公司的 PC40等級的錳鋅鐵氧體磁心。

根據以上損耗計算，圖 13 給出了 DAB 變換器輸出功率為 2kW 的理論效率。開關管為 CMF20120D時，DAB 變換器的最高效率為 94.9%；開關管為IPW65R065C7 時，DAB 變換器的最高效率為 95.5%；開關管為 IKW25N120T2 時，DAB 變換器的最高效率為 91.03%。

5實驗驗證

本文以 DSP 芯片 TMS320F28335 為主控芯片搭建了一臺 2kW 的 DAB 變換器實驗樣機。圖 14a、14b 和 14c 分別為輸出功率為 2kW，V1 為 400V，開關管分別為 CMF20120D、 IPW65R065C7 和IKW25N120T2 時，DAB 變換器的 Q1、Q2 的關斷電壓波形 vDS_Q1 和 vDS_Q5。實驗表明，IPW65R065C7電壓尖峰最高，IKW25N120T2 關斷電壓尖峰最小，與在 Buck 變換器中的測試結果一致。

圖 15 為 2kW DAB 變換器的實測效率。開關管為 CMF20120D 時，最高效率為 93.6%；開關管為IPW65R065C7 時，最高效率為 94.3%；開關管為IKW25N120T2 時，最高效率為 90.6%。 IPW65- R065C7 和 CMF20120D 的實測效率與理論偏差較大，這是由于計算理論效率時未考慮開關電壓電流尖峰以及溫度導致 RDS(ON)增加引起的損耗。

6結論

本文對比了 SiC MOSFET CMF20120D、Si CoolMOS IPW65R065C7 以及 Si IGBT IKW25N120T2D的靜態特性和開關特性，并將三種器件應用于 2kW DAB 變換器中，進行效率對比。對比結果表明：

（1）驅動特性。CMF20120D 的跨導系數 gfs 小，溝道遷移率最低，因此柵電壓相比 IPW65R065C7和 IKW25N120T2D 高，這樣才能獲得低導通電阻。
（2）開關特性。CMF20120D 的開通延遲時間和關斷延遲時間最短。IPW65R065C7 產生開通和關斷損耗的時間最小，其開通和關斷損耗也最小，但其 dv/dt 和 di/dt 也最大。而 CMF20120D 產生開通損耗的時間最長，開通損耗也最大，但其產生關斷損耗的時間和關斷損耗與 IPW65R065C7 相近。IKW25N120T2D 由于其關斷拖尾現象嚴重，導致其關斷時間和關斷損耗最大。
（3）內部二極管特性。CMF20120D 的內部二極管導通電壓最高，但其反向恢復特性最好，與 SiC 肖特基二極管相近。IPW65R065C7 的內部二極管反向恢復特性最差，其反向恢復電流峰值是 CMF20120D內部二極管的 6 倍，反向恢復時間是 CMF20120D內部二極管的 3 倍。IKW25N120T2D 的內部二極管反向為快恢復二極管，其反向恢復特性僅好于IPW65R065C7 的內部二極管。
（4）效率。應用 CMF20120D 和 IPW65R065C7的 DAB 變換器的開關頻率為 100kHz，理論最高效率分別為 94.9%和 95.5%，實測最高效率分別為94.3%和 93.6%。而應用 IKW25N120T2 的 DAB 變換器的開關頻率為 20kHz，理論最高效率為 91.03%，實測最高效率為 90.6%。

綜合以上內容，CMF20120D 的性能與 IPW65- R065C7 相近，均比 IKW25N120T2D 的性能優異，但 CMF20120D 耐壓高于 IPW65R065C7，因此 SiC MOSFET 在高壓、高頻功率變換領域的應用將會越來越廣泛。本文作者梁美 1鄭瓊林 1可翀 2李艷 1游小杰 1（1. 北京交通大學電氣工程學院北京 100044 2. 華北水利水電大學電力學院鄭州 450046）分享電力電子信息，碳化硅器件應用技術等行業資料，一起交流學習

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