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作者：Tim Green，德州儀器公司 本系列的第5部分將著重討論“實際”應(yīng)用，我們到目前為止所學(xué)會的技巧和經(jīng)驗都將得到應(yīng)用，幫助我們方便地穩(wěn)定一個復(fù)雜的電路。我們將設(shè)計一個通用單電源緩沖放大器（將2.1V 緩沖至4.1V 參考），5V 單電源供電使它能夠線性地工作，可提供較大的輸出電流（>13mA），并在 -40°C 至 +125°C 工作溫度范圍的飄移為0.4V。雖然可將該電路用于許多應(yīng)用中，但我們?nèi)詫⒑喴榻B一下促使給出這個設(shè)計的原因，并解釋為何沒有現(xiàn)成的電路可用來完成此項工作。我們這里采用綜合技術(shù)來開發(fā)器件網(wǎng)絡(luò)，以提供一個證明對許多運放應(yīng)用都有益的穩(wěn)定電路。 技術(shù)背景： 在實際應(yīng)用中，惠斯通電橋的一個常見應(yīng)用就是壓力測量。如圖5.1 所示，隨著所加壓力變化，很多這種壓力傳感器都具有明顯的二階非線性特性。 
圖5.1 典型實際傳感器輸出比所加壓力 圖字（上、下）：室溫下電橋輸出與壓力關(guān)系、理想傳感器、實際傳感器； 坐標(biāo)軸字： X 軸：壓力、Y 軸：Vexc=1V 時的電橋輸出（V/V 或Vbridge） 除了隨所加壓力變化而產(chǎn)生的非線性外，許多壓力傳感器隨溫度變化在偏移量和范圍上也有非線性特性。用來校正這些誤差的一種現(xiàn)代解決方法是在壓力傳感器中內(nèi)置電子電路，然后將電子電路與壓力傳感器作為一個模塊，隨著溫度的變化進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)。一種適用于此類用途的IC是由德州儀器公司提供的Burr-Brown產(chǎn)品PGA309（如圖5.2 所示）。此輸出電壓已經(jīng)過數(shù)字校準(zhǔn)的傳感器，其信號調(diào)整IC包含有一個模擬傳感器線性化電路，該電路將輸出電壓的一部分反饋至傳感器的電壓激勵引腳，從而以20:1 的改良比例對二階非線性進(jìn)行線性化。因此，VEXC引腳將隨傳感器所加壓力的變化而對其電壓進(jìn)行調(diào)整。此電路的一個局限就是其傳感器激勵引腳VEXC，在工作溫度范圍內(nèi)限制在5mA最大輸出電流上。這里我們遇到了一個兩難的境地，即如何用一個阻抗來激勵要求電流超過5mA的傳感器。
圖 5.2：現(xiàn)代數(shù)字校準(zhǔn)傳感器信號調(diào)整器 圖字（左右、上下）：非線性電傳式感器、線性化電路、參考、模擬傳感器線性化電路、線性化DAC、故障監(jiān)視器、自動零點PGIA、過/欠刻度限幅器、模擬信號調(diào)整電路、外部溫度、數(shù)字溫度補償、內(nèi)部溫度、溫度ADC、控制寄存器接口電路、線性Vout、數(shù)字計算。 設(shè)計要求： 圖5.3 詳細(xì)給出了主要的設(shè)計指標(biāo)。我們希望用一個容差為10%的5V電源來供電。我們需要一個統(tǒng)一增益緩沖器，因為我們不希望在PGA309 線性化環(huán)路中引入任何誤差。由于PGA309 在VEXC引腳上有很寬的可編程范圍，因此我們需要容納從2.1V至4.1V的電壓范圍。我們最小的傳感器阻值為300Ω。因此，對于最大4.1V的輸出電壓，我們至少需要提供13.6mA的電流。PGA309 線性化電路具有大約35 kHz的帶寬。由于環(huán)路閉合的方式，我們的緩沖器帶寬至少要等于或大于線性化環(huán)路的帶寬。我們將目標(biāo)定為100kHz的小信號閉環(huán)帶寬。對于我們感興趣的傳感器應(yīng)用來說，大信號響應(yīng)若有1V/μs的擺動速率就足夠了。該設(shè)計在從 -40°C 至 +125°C的溫度范圍內(nèi)應(yīng)該是穩(wěn)定工作的。因為我們不希望由于緩沖器的原因而在最后應(yīng)用電路中引入任何額外的誤差，因此我們需要一個在運放共模輸入范圍內(nèi)不會有任何交叉失真的電路。我們將簡要討論一下這個問題，因為它幾乎對所有CMOS單電源軌至軌輸入 (RRI) 運放來說都是一個問題。
圖5.3 單電源、大電流緩沖器指標(biāo) 圖字： 指標(biāo)： 單電源（4.5V統(tǒng)一增益緩沖器 VIN=2.1V 至4.1V RL=300Ω到820Ω IOUT MAX=13.6mA→（4.1V/300Ω） 小信號帶寬100kHz 大信號擺動速率1V/μs -40°C <工作溫度<+125°C 在運放的共模范圍內(nèi)不能有交叉失真 對于軌至軌輸入運放，傳統(tǒng)的解決方案是將N溝道和P溝道MOSFET并聯(lián)使用來實現(xiàn)軌以外的擺動。問題是這里存在著一個過渡區(qū)，如圖5.4所示，此處兩對晶體管都是打開。在此區(qū)域，PSR、CMR、偏移電壓及偏移漂移都與通常情況不同。現(xiàn)代解決方法采用正在申請專利的低噪聲電荷泵浦技術(shù)，來避免使用傳統(tǒng)技術(shù)中的并聯(lián)N溝道與P溝道MOSFET。這樣就能消除偏移量被打亂的過渡區(qū)。在整個共模范圍內(nèi)，OPA363 和 OPA364 均有線性偏移。上面給出的典型曲線是對1.8V電源來說的。當(dāng)電源電壓升到 +5V時，VOS的變化及非線性特性將變得更差。因此，為獲得共模輸入電壓下最好的線性度，我們將采用OPA364。
圖5.4：單電源、RRI運放VOS比共模輸入電壓關(guān)系曲線 圖字：競爭產(chǎn)品、共模電壓（V） 圖5.5 給出了OPA364 的一些關(guān)鍵指標(biāo)：
圖5.5：OPA364 關(guān)鍵指標(biāo) 圖字：OPA364 RRIO 運放 電源電壓：1.8V 至5.5V 溫度范圍：-40°C 至+125°C 共模電壓范圍：(V-)-0.1V 至 (V+)+0.1V 擺動速率：5V/μs 增益帶寬：7MHz 輸出電壓擺動與輸出電流之間的關(guān)系、輸出電壓（V）、輸出電流（mA） 設(shè)計拓?fù)洌?br /> 既然我們知道我們所擁有的電壓空間很少，那么讓我們使用雙極型晶體管而不是MOSFET，因為雙極型晶體管的Vbe 大約為0.65V，而MOSFET 的柵－源電壓可能為2V 或更大。此外，讓我們使用如圖5.6 所示的射極跟隨器結(jié)構(gòu)。由于將超出電壓空間，因此，如圖5.6 所示，在任何溫度下都無法使用射極跟隨器結(jié)構(gòu)，且在 -40°C 溫度上情況最差。
圖5.6：使用射極跟隨器？–– 容易穩(wěn)定！ 圖字：基極和發(fā)射極導(dǎo)通電壓與集電極電流關(guān)系 、VBE(ON)-基極和發(fā)射極導(dǎo)通電壓 (V)、IC-集電極電流 (mA)。 讓我們先保留雙極型晶體管，因為我們還是只有很少的電壓空間。但讓我們把晶體管變成一個PNP 型，如圖5.7所示。現(xiàn)在我們看圖5.7 所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)時覺得它看起來有點奇怪。乍一看，我們可能認(rèn)為它似乎像使用了正反饋而且即將產(chǎn)生振蕩！但經(jīng)過進(jìn)一步檢查后我們會發(fā)現(xiàn)，事實上通過T1 我們獲得了一個180 度的反相。我們可以直觀地看到隨著U1 輸出的降低，更多的基極電流被驅(qū)動流過T1 的基極，這將導(dǎo)致更多的電流流入T1 的集電極并流過負(fù)載RL。然后這又會導(dǎo)致VOUT 增加。因此U1 輸出的降低將導(dǎo)致VOUT 的增加。由于這個反相，我們的電路拓?fù)鋵⒂秘?fù)輸入U1 來作為輸入，而將正輸入U1 作為反饋點。 我們將增加一個R1 來限制 OPA364 在啟動或瞬態(tài)條件下所需的最大瞬態(tài)或直流電流。R1 還將運放的輸出與晶體管T1的寄生電容進(jìn)行隔離，這樣就提供了一個地方，如果需要的話可方便地加入穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)。
圖5.7：基本緩沖放大器電路拓?fù)?br /> 圖字：選擇PNP 晶體管以得到靠近電源軌的擺動及大電流 要求反饋至運放+由于通過晶體管反相的輸入 選擇OPA364 避免共模交叉失真 假定最小 VOA =0.1V 選擇R1 來限制流入OPA364 輸出端的最大Ib 值 最大Ib =4.7V/500 歐姆 =9.4mA：一個合理值 R1 也提供了VOA 和T1 基極之間的“隔離” R1 還使我們有潛在地方來加入穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò) 圖5.8 詳細(xì)給出了我們所需要的有關(guān)T1——2N3906 PNP 晶體管的一些關(guān)鍵參數(shù)。
圖5.8: T1-2N3906 關(guān)鍵參數(shù) 圖字：開通特性 直流電流增益、集電極-發(fā)射極飽和電壓、基極-發(fā)射極飽和電壓 1/β 分析： 現(xiàn)在我們開始對緩沖器電路進(jìn)行穩(wěn)定性分析。首先，圖5.9 詳細(xì)給出了直流1/β 項的計算。假設(shè)T1 擁有hfe =200 的電流增益，300Ω負(fù)載需要從緩沖器電路上得到4.1V 上的13.67mA 電流。這意味著T1 處的基極電流將需要68.35uA。假設(shè)T1 的壓降Vbe 為0.7V，我們將看到VOA 將需要4.2658V 電壓來提供T1 所需的基極電流。如圖5.9 所示，這意味著OPA364 的輸出電壓若有0.0342V 的變化，將導(dǎo)致13.67mA 的電流流入RL。因此，我們可以計算在此電路中與電壓有關(guān)的β 項，得到的計算值為119.88。對直流1/β，這意味著 -41.5dB 的值。對大多數(shù)運放電路而言，1/β 通常是一個正數(shù)，但我們所開發(fā)的技術(shù)仍然有效，并使我們能分析此電路拓?fù)洹Ｍㄟ^在運放電路的反饋路徑中增加增益，我們就得到了一個負(fù)的1/β 值。我們知道，在晶體管T1 中有寄生電容，我們猜測它可能會在反饋路徑中引入幾個高頻極點——亦即1/β 曲線上的零點。但無論是從器件數(shù)據(jù)資料來看，還是經(jīng)過和經(jīng)驗豐富的IC 設(shè)計者就如何在環(huán)路分析中方便地確定電容的影響進(jìn)行長時間討論以后，這一點也并不十分明顯。因此我們將獲取制造商的SPICE 晶體管模型，并用Tina SPICE 仿真來為我們演示它們應(yīng)位于何處。
圖5.9：什么是直流1/β？ 圖字：我們知道在某些地方會有一些高頻極點（由于T1 的寄生電容），但我們不能確定在哪里？ 圖5.10顯示我們?nèi)绾斡肨ina SPICE電路來尋找可能出現(xiàn)的高頻極點。請注意，我們使用了一個直流電壓V1，它設(shè)置了我們的直流工作點，這樣晶體管T1就在其實際工作點附近被偏置。這能保證我們能獲得適當(dāng)?shù)慕涣鞣治鼋Y(jié)果。
圖5.10：“高頻極點在哪里？”電路 圖字：Aol=VOA/(VOUT-VM) 1/Beta=Vloop/VOUT 環(huán)路增益=VOA/Vloop 圖5.11 給出了我們尋找高頻極點的仿真結(jié)果。我們注意到，對RL = 300Ω 來說直流1/β 值為 -30.89dB。我們用一階分析得到的預(yù)測值為 -41.5dB。如同實際的結(jié)果，仿真結(jié)果也依賴于實際使用的晶體管。對于RL = 820Ω，仿真結(jié)果表明直流1/β 值為 -39.6dB。我們確實希望β 值會隨負(fù)載的增加而增加（1/β 值降低）。VOUT 保持不變，但負(fù)載增加時IOUT 減少，因此基極電流變小，ΔVOA 也變小。這就說明，將β 設(shè)為較大值（1/β 設(shè)為較值）時VOUT /ΔVOA 將變大（負(fù)dB 數(shù)量級更大）。我們看到高頻極點在大約736kHz 處。為便于使用一階分析，我們?nèi)≈绷?1/β 值為 -40dB 而高頻極點為1MHz。根據(jù)我們關(guān)于穩(wěn)定性的一階閉合速度準(zhǔn)則，我們發(fā)現(xiàn)電流緩沖電路是不穩(wěn)定的（fcl 處的閉合速度為40dB/Decade）！
圖5.11：找到高頻極點！ 作為對我們的不穩(wěn)定性預(yù)測的快速驗證，我們對如圖5.12 所示的現(xiàn)有緩沖器電路做了一個Tina 瞬態(tài)分析，這類似于我們的實際穩(wěn)定性測試。如圖5.13 所示，我們發(fā)現(xiàn)它振蕩得很嚴(yán)重！
圖5.12：瞬態(tài)分析電路 –––– 緩沖器拓?fù)鋡/o 補償
圖5.13：瞬態(tài)分析結(jié)果 –––– 緩沖器拓?fù)鋡/o 補償 我們在實驗室建成了緩沖器拓?fù)鋡/o補償結(jié)構(gòu)，以100Hz方波激勵的結(jié)果如圖5.14所示。現(xiàn)在，通過預(yù)計電路的不穩(wěn)定性，我們“閉合了環(huán)路”。通過用一階分析預(yù)測，再用Tina SPICE仿真，最后在實際電路中證明這個電路如同預(yù)計的一樣，是不穩(wěn)定的。振蕩的準(zhǔn)確頻率與SPICE 仿真結(jié)果并不相同，這是因為使用了別的晶體管來代替T1，就算實驗室有2N3906 可用的話，也無法得到2N3906 在 SPICE 模型中所具有的確切參數(shù)。
圖5.14：“實際瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果” –––– 緩沖器拓?fù)?w/o 補償 為進(jìn)一步進(jìn)行我們的一階穩(wěn)定性分析，我們需要從數(shù)據(jù)資料中找到OPA364 的Aol 曲線，曲線如圖5.15 所示。
圖5.15：OPA364 數(shù)據(jù)資料Aol 曲線 圖字（上下、左右）：開環(huán)增益/相位與頻率關(guān)系、電壓增益（dB）、相位 (°)、頻率 (Hz)。 |
