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我們現在知道了重負載和空載時的ZO意味著什么。我們關心的另一個關鍵曲線是RO變成最大值時的輕負載。我們并不十分清楚該工作點的位置，原因是我們不能看到OPA348 A-B類偏置級的內部，但在計算AC傳輸曲線之前，我們需要知道該點的位置。使用圖7.34中的技術和電路將能夠很快達到目的。如果我們繼續運行如圖所示的AC分析/計算AC結點電壓分析，就可以變換V1值并迅速更新VOA。VOA的讀數為均方根值。 我們將IG1設定為1A、AC生成器、f=1MHz（這正好處于RO主導ZO的頻率范圍之內）。一旦找到能夠產生最大VOA 的V1值，就可以用其計算AC傳輸曲線。請注意：VOA的讀數為均方根值，其中包含VOA的所有DC分量。另請注意：關于電流電平，在7.35μVrms區域中的DC值將會下降，與VOA在254.56Vrms區域的沒有顯著區別。輕負載下RO的AC幅度值為254.56Vrms / .707Arms = 360Ω（AC正弦波Arms = 0.707Ap）。 
圖 7.34：輕負載尋求最大RO 圖7.35為ZO輕負載測試電路。
Fig. 7.35: ZO, light lLoad, IOUT = +7.35uA 圖7.36是ZO輕負載AC傳輸函數分析結果。圖中顯示了我們預測到的360Ω RO，ZO在低于大約3kHz處呈現容性。
圖 7.36：ZO AC圖、輕負載IOUT = +7.35mA 輕負載模型（如圖7.37所示）的QP處于開啟狀態而QM處于關閉狀態，QP因其阻抗最低所以將決定RO的值。因為僅需7.35μA的負載電流即可關閉QM，所以最初假定的A-B類偏置電流為22.5μA 可能不正確。IAB的大小可能比7.35μA大不了多少。
圖 7.37：輕負載ZO模型 圖7.38為OPA348的完整ZO曲線集。我們所關心的關鍵曲線包括： IOUT = +7.35uA (RO = 360Ω RO 最大) IOUT = +7.35uA (RO = 196.75Ω RO 空載) IOUT = +87.4uA (RO = 198.85Ω ) ，在此IOUT 值下，RO 約等于 RO 空載。 IOUT > 87.4μA 導致 RO < RO 空載 IOUT = +10mA (RO = 34.79Ω ) 圖示的其他曲線僅供驗證處于關鍵曲線之間的工作狀態。另外ZO曲線可用于判斷負電流值的IOUT。但是在電流曲線的正值區域，這些曲線間距過密，無法將其置于IOUT的頂部，故將其省略以保證圖表清晰。所有CMOS RRO放大器產品說明書應包含這些關鍵的ZO曲線。
圖 7.38：完整的ZO曲線：CMOS RRO 要建立RRO CMOS放大器的等價ZO模型，我們需要分析ZO曲線上的斷點fz。圖7.39顯示了這些斷點在重負載和空載下的測量值。根據頻率和RO值可以確定CO值。
圖 7.39： ZO曲線上的斷點fz 使用ZO圖可以完成空載和重負載 (10mA)（如圖7.40所示）下 給定IOUT負載的ZO模型。
圖 7.40：ZO完整模型計算 CMOS RRO放大器的ZO及容性負載 如果通過初始放大器Aol建立修正Aol曲線，在驅動容性負載時，負載電容器CL將與ZO模型電容器CO串聯。注意串聯電容值的計算方式與并聯電阻值的計算類似。因此，若CL < CO，則CL起決定作用；若CL>CO則CO起決定作用。修正Aol曲線的第二個極點fp2與RO及Ceq（CO及CL的等價電容）直接相關，圖7.41顯示了這些關鍵點。
圖 7.41：修正Aol fp2的計算 圖7.42是用來修正CMOS RRO放大器容性負載的Aol曲線的測試電路。LT使AC環路開路，而LT在DC工作點計算中卻提供了短路作用。CT對DC開路，而對任何設定頻率的AC短路。修正Aol曲線即VOA / VM。
圖 7.42：修正Aol測試電路 圖7.43為CL從空載至10,000nF的真實修正Aol曲線。fp2相應位置的測量值如圖中標注所示。
圖 7.43：CL修正Aol曲線 圖7.44對fp2測量值與ZO模型預測值進行了對比。結果表明，我們可以自信地使用ZO模型來預測真實的修正Aol圖。請注意1nF負載預測誤差較大，原因是我們沒有考慮OPA348 Aol第二個高頻極點 (2.87MHz)的效應。因為CL與2.87MHz相差太大，另一個fp2位置可以確定，所以OPA348 Aol的第二個極點對預測沒有影響。
圖 7.44：修正Aol fp2預測值與真實值的比較 CMOS RRO放大器Aol上RL的低頻效應 正當我們認為完成了CMOS RRO放大器的相關工作時……CMOS RRO放大器也出現了另一種低頻Aol現象。CO與RL的相互作用產生了高通濾波效應，使Aol曲線的低頻部分趨于平坦（如圖7.45所示）。
圖 7.45：RL的Aol低頻效應 圖7.46是分析RL對CMOS RRO Aol曲線影響的測試電路。很容易通過調整RL大小來觀察Aol上的效應。
圖 7.46：RL測試電路的Aol低頻效應 圖7.47清楚顯示了空載、100kΩ以及5kΩ等阻性負載的低頻Aol效應。
圖 7.47： Aol低頻部分的RL效應AC圖 圖7.48中的測試電路使我們可以看清CO及RL在CMOS RRO Aol曲線的低頻區域的效應。Vaol代表空載、未修正的Aol曲線。VHP是CO及RL產生的高通濾波效應。VOA是未修正的Aol曲線通過由CO及RL形成的高通濾波器時產生的修正Aol曲線。
圖 7.48：測評Aol上RL效應的等效電路 圖7.49為RL=5kΩ時的綜合AC曲線，顯示了未修正的Aol曲線Vaol，CO及RL的高通濾波器效應和網絡傳遞函數，以及Vaol通過VHP產生的修正Aol曲線VOA。由于Bode圖上的加法等價于線性乘法，所以我們只需將Vaol與VHP相加即可得到VOA曲線。
圖 7.49：測評Aol上RL效應的等效電路圖 CMOS RRO放大器的ZO總結 圖7.50總結了CMOS RRO放大器ZO的關鍵參數。在高頻段，ZO由RO決定。對大多數負載而言，當DC輸出負載電流增加時，RO降低并與IOUT成反比。然而，在低IOUT時，RO與IOUT成正比。在中低頻區域，ZO是容性CO。如果容性負載CL連接到CMOS RRO輸出上，則RO及CO將與CL相互作用并產生比原有的Aol曲線多一個極點fp2的修正Aol曲線。Aol曲線的低頻部分受到阻性負載RL的影響，RL與CO相互作用形成高通濾波效應，使中低頻區域的Aol曲線趨于平坦。RO隨過程和溫度而變化。有關過程及溫度變化的經驗法則是0.5×ROtyp (-55C) ～ 2× ROtyp (125C)，其中ROtyp為25C時的RO典型值。我們研究得出的經驗法則不總是適用于CMOS RRO放大器的開環輸出阻抗。最完整和精確的ZO數據應該從放大器廠商處或經過測量獲得。
圖 7.50：CMOS RRO的ZO總結 鳴謝 謹此致謝提供有關ZO技術指導的下列個人： TI Burr-Brown產品部： 高級模擬IC設計工程師，Sergey Alenin 高級模擬IC設計工程師，Tony Larson 高級模擬IC設計經理，Rod Burt Analog & RF Models公司 技術顧問Bill Sands ( http://www.home.earthlink.net/%7Ewksands/ ) 參考文獻 《模擬集成電路的分析與設計》，作者： Gray、Paul R及Meyer、Robert G；1977年紐約John Wiley & Sons 出版社 《電子電路》，作者：Charles A；1978 年紐約John Wiley & Sons出版社 作者簡介 從亞利桑那大學畢業獲得電子工程學士 (BSEE) 學位后，Tim Green 24年來作為工程師一直致力于模擬及混合信號電路板／系統級設計工程方面的研究工作，涉及的范圍包括無刷馬達控制、噴氣式飛機引擎控制、導彈系統、功率放大器、數據采集系統以及CCD攝影技術等。Tim近期的工作包括模擬及混合信號半導體產品的戰略營銷。Tim目前擔任TI位于亞利桑那州圖森市Burr-Brown產品部的線性應用工程經理。 |
