|
作者：德州儀器公司 Tim Green 本系列文章的第9部分是大家熟悉的電子工程的第5章保持電容負(fù)載穩(wěn)定性的六種方法”。這六種方法包括：Riso、高增益及CF、噪聲增益、噪聲增益及CF、輸出引腳補(bǔ)償以及帶雙向反饋的Riso。我們將在本部分介紹輸出引腳補(bǔ)償。這種保持電容負(fù)載穩(wěn)定性方法不同于輸出運(yùn)算放大器“緩沖”網(wǎng)絡(luò)，輸出運(yùn)算放大器“緩沖”網(wǎng)絡(luò)通常用于功率運(yùn)算放大器（帶有所有NPN輸出級）輸出，其目的是在驅(qū)動電容負(fù)載時防止意外高頻振蕩。本系列文章的后面章節(jié)將詳細(xì)介紹“緩沖”網(wǎng)絡(luò)的使用情況。 有時，在現(xiàn)實(shí)生活中，我們并非總能夠接近運(yùn)算放大器的 -輸入和/或 +輸入，因此無法在模擬工具欄中使用其他補(bǔ)償方法。我們將會在本部分探討用于發(fā)射極跟隨器輸出運(yùn)算放大器及CMOS RRO運(yùn)算放大器的輸出引腳補(bǔ)償方法。發(fā)射極跟隨器應(yīng)用需要在獨(dú)特的4～20mA構(gòu)建塊集成電路上采用一個參考輸出。CMOS RRO應(yīng)用涉及一種用于電源反饋的差動放大器。這兩種依范例定義的情況都屬于現(xiàn)實(shí)應(yīng)用。為此，我們可以斷定唯一的保持電容負(fù)載穩(wěn)定性的方法只能是輸出引腳補(bǔ)償。除了一階分析與TINA Spice模擬之外，我們還可以利用“預(yù)測”結(jié)果來進(jìn)行實(shí)際實(shí)施。 雙極性發(fā)射極跟隨器：輸出引腳補(bǔ)償 我們的雙極性發(fā)射極跟隨器輸出引腳補(bǔ)償實(shí)例如圖9.1所示。XTR115/XT116是一種可以將輸入電壓變化轉(zhuǎn)換成4～20mA模擬信號的雙線4～20mA集成電路。由于4～20mA發(fā)送器用于驅(qū)動長距離線路，因此需要7.5～36V的大工作電壓范圍。此外，XTR115/XTR116配有子穩(wěn)壓器，可為傳感器調(diào)節(jié)電路提供5V的供電電壓，以及2.5V（XTR115）或4.096V（XTR116）的高精度參考電壓。 4～20mA信號范圍是既定的行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)，用于工廠（普遍存在50或60Hz高電壓噪聲）等嘈雜環(huán)境中長距離（1英里或1.6公里以上）模擬信號的傳輸。由于該標(biāo)準(zhǔn)是采用電流控制的傳輸，因此使用兩條線路可以避免電壓噪聲耦合。它采用兩條相同的線路來傳輸功率與信號。由于使用的模擬信號范圍規(guī)定為4～20mA，因此其中4mA的信號可驅(qū)動信號調(diào)節(jié)電路并觸發(fā)兩條線路發(fā)送器端的傳感器。功率由接收機(jī)提供，而接收機(jī)同時還能接收4～20mA的模擬信號，該信號已根據(jù)傳感器測量的實(shí)際參數(shù)（如：橋接壓力傳感器發(fā)送的壓力）進(jìn)行了分級。4～20mA信號在接收機(jī)端通常由A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為1V～5V的電阻器（250歐姆）電壓。 通常在此類4～20mA傳感器發(fā)送器中采用微控制器讀取并將線性常數(shù)應(yīng)用到實(shí)際傳感器中。微控制器必須是低功耗控制器，以便允許某些電流觸發(fā)傳感器，原因是我們的總調(diào)節(jié)電路電流預(yù)算必須低于4mA。MSP430F2003提供一種低電壓、低靜態(tài)電流微控制器。該微控制器具有一個用于讀取橋接變化的板上ADC。在微控制器應(yīng)用了線性常數(shù)之后，即與DAC8832（一款用于生成XTR115/XTR116所需模擬輸入電壓的低功耗DAC）進(jìn)行通信。DAC8832 由一種零漂移、低功耗、單電源的運(yùn)算放大器（OPA333）進(jìn)行緩沖。由于我們的系統(tǒng)是一套完美的系統(tǒng)，因此可驅(qū)動任何器件，其中包括XTR115/XTR116的精確VREF引腳。我們之所以選擇XTR115 (2.5V VREF) 是因?yàn)镸SP430F2003 只能在1.8V～3.3V范圍內(nèi)工作。目前MSP4302003的板上ADC以及DAC8832將采用XTR115高精度2.5V參考電壓。我們的典型總調(diào)節(jié)電路靜態(tài)電流為562uA，可以保留3.4mA的電流用于觸發(fā)橋接傳感器。目前我們唯一的難題是需要添加許多本地旁路電容器，以便在XTR115的VREF引腳驅(qū)動的眾多集成電路附近實(shí)現(xiàn)良好的高頻旁路。 XTR115 VREF 引腳是否穩(wěn)定？ 
圖 9.1：4-20mA橋接傳感器應(yīng)用 圖9.2詳細(xì)說明了 4～20mA 橋接傳感器信號調(diào)節(jié)器應(yīng)用中采用的集成電路的主要規(guī)格。
圖 9.2：4～20mA調(diào)節(jié)電路IC主要規(guī)格 XTR115 VREF引腳是圖9.3所示的發(fā)射極跟隨器輸出拓?fù)溥\(yùn)算放大器的輸出引腳。
圖 9.3：XTR115 VREF引腳：發(fā)射極跟隨器輸出運(yùn)算放大器 圖9.4顯示了XTR11 VREF引腳的等效示意圖。VREF是緩沖的1.25V帶隙參考電壓，經(jīng)過2倍放大后產(chǎn)生XTR115 2.5V參考輸出電壓。發(fā)射極跟隨器輸出級的Ro為4.7k歐姆。我們是從工廠獲得上述信息、RF與RI值以及U1的Aol曲線的，因?yàn)閄TR115的產(chǎn)品說明書并未詳細(xì)介紹所有資料。我們的總電容負(fù)載CL為500nF。Ro與CL互動，形成 XTR115 VREF運(yùn)算放大器的 Aol 修正曲線中的第二個極，即fpu1。請注意：我們無法接入U1的 - 輸入或 + 輸入，因?yàn)樗荴TR115的內(nèi)部器件。所以我們只能使用一個引腳來補(bǔ)償放大器穩(wěn)定性（輸出引腳：VREF）。另外，我們希望使VREF引腳保持極高的精度，因此在CL前面將該引腳與任何電阻串聯(lián)均不是理想的解決方案。
圖 9.4：XTR115 VREF引腳：電容負(fù)載等效示意圖 我們將采用圖9.5所示的TINA Spice電路檢驗(yàn)運(yùn)算放大器的Aol曲線以及由于CL導(dǎo)致 Aol修正曲線。我們通過LT（相關(guān)DC頻率時短路、相關(guān)AC頻率時開路）以及CT（相關(guān)DC頻率時開路、相關(guān)AC頻率時短路）使用我們的Spice AC分析方法。
圖9.5：AC穩(wěn)定性檢查：原始電路 圖9.6顯示了運(yùn)算放大器Aol曲線以及由于CL導(dǎo)致的Aol修正曲線。在fcl1可以看到，就我們的一階穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)而言不穩(wěn)定的每十倍頻程40db的閉合速率。根據(jù)預(yù)測，CL導(dǎo)致的fpu1為67.73Hz，其從檢測的角度來看在本圖中是正確的。
圖 9.6：Aol與修正Aol：原始電路 我們檢查了圖9.7所示的環(huán)路增益圖，并可以證實(shí)了當(dāng)相位裕度在fcl1位置幾乎為零時（0.442度）對穩(wěn)定性的擔(dān)心。
圖 9.7：環(huán)路增益圖：原始電路 我們在圖9.8進(jìn)行瞬態(tài)穩(wěn)定性測試 ，即在附帶500nF CL的閉環(huán)電路中注入一個較小的方形波。
圖 9.8：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：原始電路 圖9.9中的瞬態(tài)穩(wěn)定性圖再次表明我們的電路并不穩(wěn)定。我們的運(yùn)算放大器輸出在響應(yīng)小步階變化時從未穩(wěn)定過。請注意：VOA以大約2.5V幅度變化，表明我們的DC電平對于本電路而言是正確的。
圖 9.9：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：原始電路 我們在圖9.10中明確了用于雙極性發(fā)射極跟隨器輸出放大器的輸出引腳補(bǔ)償方法。首先我們用fpu1來修正運(yùn)算放大器原始 Aol 修正曲線，fpu1是由于Ro與CL產(chǎn)生的極點(diǎn)（參見曲線 1）。一旦創(chuàng)建了該曲線，我們就可以繪制從曲線1與0dB交叉點(diǎn)開始的第二條曲線（曲線2）。從上述起點(diǎn)我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率繪制出比fp1（運(yùn)算放大器Aol低頻極點(diǎn)）高一個十倍頻程的點(diǎn)，我們在此處把斜率修改到每十倍頻程-40dB。在頻率為fp1時我們將斜率改回每十倍頻程-20dB，直到與運(yùn)算放大器的DC Aol值相交叉。上述建議的Aol修正曲線（曲線2）滿足我們所有經(jīng)驗(yàn)標(biāo)準(zhǔn)??通過使極點(diǎn)與零點(diǎn)相互保持在一個十倍頻程之內(nèi)，從而保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于45度。另外，我們建議的Aol修正曲線（曲線2）還可滿足在 fcl2 閉合速率為每十倍頻程20dB的一階穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)。
圖 9.10：輸出引腳補(bǔ)償：雙極性發(fā)射極跟隨器 圖9.11說明了我們?nèi)绾卫肦CO及CCO獲得建議的Aol修正曲線。另外我們還需要考慮另外一個極點(diǎn)，因?yàn)镃CO在某些高頻情況下會短路，而且CL與RCO將形成一個附加高頻極點(diǎn)。即使此極點(diǎn)在fcl2之外出現(xiàn)，我們的情況仍然正常。
圖 9.11：AC穩(wěn)定性檢查：輸出引腳補(bǔ)償 由于知道Ro與CL，因此可以利用圖9.12所示公式以及圖9.10（曲線2）建議的Aol修正曲線計算出補(bǔ)償分量RCO與CCO以及由RCO與CL形成的超高頻極點(diǎn)。
圖 9.12：輸出引腳補(bǔ)償公式：雙極性發(fā)射極跟隨器 我們在圖9.13中采用輸出引腳補(bǔ)償方法繪出預(yù)測曲線。由于XTR115之內(nèi)的閉環(huán)運(yùn)算放大器以2倍增益運(yùn)行（6dB），閉環(huán)VREF/VIN曲線始終保持平直，直到在fcl2位置與Aol修正相交，由于環(huán)路增益已經(jīng)等于零，因此此后該曲線隨Aol修正曲線一直降低。
圖 9.13：最終預(yù)測曲線：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.14是在采用圖9.11所示電路的情況下，我們的AC穩(wěn)定性分析TINA Spice模擬結(jié)果。在fcl2位置時可以看到每十倍頻程20dB的閉合速率，但是我們應(yīng)當(dāng)通過相位圖了解詳細(xì)情況。
圖 9.14：Aol與Aol修正：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.15所示的環(huán)路增益圖證明我們的輸出引腳補(bǔ)償方法可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。在fcl2位置時相位裕度為40度，相位在環(huán)路增益帶寬范圍內(nèi)不會過多低于45度。如果需要，我們可以細(xì)微調(diào)節(jié)輸出引腳補(bǔ)償值，以便在fcl2獲得更高的相位裕度。
圖9.15：環(huán)路增益：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.16中的電路采用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查采用了輸出引腳補(bǔ)償?shù)淖罱K電路。
圖9.16：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.17所示的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明了我們的環(huán)路增益檢查，即輸出引腳補(bǔ)償可以產(chǎn)生穩(wěn)定的電路。一個較低的過沖以及無過度振鈴的一個下沖看起來接近典型的、45度相位裕度補(bǔ)償電路。
圖9.17：瞬態(tài)穩(wěn)定性圖：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.18所示的TINA Spice電路使我們能夠檢查最終的VREF/VIN閉環(huán)AC響應(yīng)是否符合在圖9.13中的預(yù)測。
圖 9.18：VREF/VIN AC電路：輸出引腳補(bǔ)償 根據(jù)圖9.13，我們估計fcl2約為5kHz，因此預(yù)計對于VREF/VIN而言在該點(diǎn)會出現(xiàn)陡然降低。在圖9.19中，我們可以看出閉環(huán)AC響應(yīng)符合預(yù)測結(jié)果。在AC閉環(huán)響應(yīng)中存在輕微峰化現(xiàn)象，不過其對于本應(yīng)用不會造成影響。同樣，如果我們希望減少這種峰化現(xiàn)象，就需要再次利用我們的輸出引腳補(bǔ)償把fcl2點(diǎn)的相位裕度提高到40度以上。
圖9.19：VREF/VIN AC響應(yīng)：輸出引腳補(bǔ)償 |
