現(xiàn)在我們可以對(duì)CL=10nF的實(shí)際INA152進(jìn)行TINA模擬，并使用圖9.40的電路將其與預(yù)測響應(yīng)進(jìn)行對(duì)比。圖9.41的TINA模擬結(jié)果顯示了INA152運(yùn)算放大器原始Aol在3.4Hz (fp1) 時(shí)造成的低頻極點(diǎn)以及Zo與CL=10nF在 fp2=11.02kHz時(shí)產(chǎn)生的第二個(gè)極點(diǎn)。請(qǐng)記住，我們?cè)?jīng)根據(jù)一階分析預(yù)測fp2=10.9kHz ， 并根據(jù)CL=10nF的等效Zo模型預(yù)測fp2=11.01kH
圖 9.41：CL=10nF的Aol修正曲線的TINA圖
圖 9.42：輸出引腳補(bǔ)償：CMOS RRO 我們?cè)趫D9.42中確定用于CMOS RRO運(yùn)算放大器的輸出引腳補(bǔ)償方法。此方法的圖形與適用于雙極性發(fā)射極跟隨器運(yùn)算放大器的輸出引腳補(bǔ)償方法的圖形非常類似。我們首先利用由Zo與CL造成的極點(diǎn)fp2修正運(yùn)算放大器的最初Aol曲線（見圖9.41）。一旦創(chuàng)建了該曲線（修正Aol，CL=10nF），我們就可以繪制從CL=10nF的Aol修正曲線與0dB交叉點(diǎn)開始的第二條曲線（最終修正Aol）。從上述起點(diǎn)我們按照每十倍頻程-20dB的斜率畫到比CL=10nF的Aol修正曲線的0dB交點(diǎn)低一個(gè)十倍頻程的點(diǎn)(100kHz)。我們?cè)趂zc1極點(diǎn)將斜率修改為每十倍頻程為?40dB。我們?cè)趂pc2極點(diǎn)與原始INA152 Aol曲線相交。通過使極點(diǎn)和零點(diǎn)相互保持在一個(gè)十倍頻程內(nèi)以保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于45度，這樣上述建議的最終Aol修正曲線符合我們所有經(jīng)驗(yàn)標(biāo)準(zhǔn)。另外，我們建議的最終Aol 曲線修正還滿足在 fcl 極點(diǎn)閉合速率為每十倍頻程20dB的一階穩(wěn)定性標(biāo)準(zhǔn)。 圖9.43詳細(xì)說明基于Zo及Slide 47的預(yù)期最終Aol修正曲線的公式。此外，我們注意到在CCO短路時(shí)由于RCO與CL相交造成的另一個(gè)高頻極點(diǎn)。
圖 9.43：輸出引腳補(bǔ)償公式：CMOS RRO 我們?cè)趫D9.44中建立一個(gè)TINA Spice電路，用于證明可以預(yù)測Zo、CCO、RCO及CL對(duì)Aol曲線所產(chǎn)生的影響的公式。
圖9.44：預(yù)測Zo、CCO、RCO與CL造成的Aol修正影響的TINA電路
圖 9.45：Zo、CCO、RCO及CL造成的Aol修正影響 我們從圖9.45可以看出模擬結(jié)果，用于檢查針對(duì)Zo、CCO、RCO與CL的Aol修正公式。預(yù)測的fpc2=1kHz，實(shí)際 fpc2=1.23kHz；預(yù)測的 fzc2=10kHz，實(shí)際fzc2=10.25kHz；預(yù)測的fpc3=106kHz，實(shí)際fpc3=105.80kHz。根據(jù)我們的等效Zo模型，我們的預(yù)測非常接近模擬結(jié)果。 根據(jù)圖9.43的分析及相關(guān)模擬證明，我們可以創(chuàng)建如圖9.46所示的最A(yù)ol修正預(yù)測。最終閉環(huán)響應(yīng)Vout/Vin預(yù)計(jì)為平直曲線，直到環(huán)路增益在fcl位置達(dá)到零點(diǎn)，此時(shí)預(yù)計(jì)其遵循所示的Aol修正曲線。
圖 9.46：最終Aol修正預(yù)測 圖9.47為采用最終輸出引腳補(bǔ)償?shù)腁C穩(wěn)定性測試電路。最終可以產(chǎn)生由于輸出引腳補(bǔ)償與CL造成的Aol修正曲線。
圖 9.47：AC穩(wěn)定性電路：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.48說明采用輸出引腳補(bǔ)償方法的最終Aol修正結(jié)果，其符合圖9.46所示的一階預(yù)測。
圖 9.48：AC穩(wěn)定性圖：輸出引腳補(bǔ)償 我們將采用圖9.49的電路進(jìn)行基于最終輸出引腳補(bǔ)償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試。
圖 9.49：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.50的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明我們確實(shí)已經(jīng)正確地為用于CMOS RRO差動(dòng)放大器的輸出引腳補(bǔ)償方法選擇了合理的補(bǔ)償值。
圖 9.50：瞬態(tài)穩(wěn)定性結(jié)果：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.51的TINA電路使我們能夠確定圖9.46中的預(yù)測Vout/Vin轉(zhuǎn)移函數(shù)是否正確。
圖 9.51：Vout/Vin AC響應(yīng)電路：輸出引腳補(bǔ)償 我們可以從圖9.52看出針對(duì)由輸出引腳補(bǔ)償方法補(bǔ)償之后的INA152電路的Vout/Vin AC閉環(huán)響應(yīng)。圖9.46的對(duì)比說明我們的預(yù)測響應(yīng)符合模擬結(jié)果，閉環(huán)響應(yīng)圖從稍高于35kHz之處開始傾斜。
圖 9.52：Vout/Vin AC響應(yīng)：輸出引腳補(bǔ)償 我們?cè)趫D9.53中返回到最初的CMOS RRO應(yīng)用并在INA152中增加輸出引腳補(bǔ)償，另外關(guān)閉整個(gè)環(huán)路，以便利用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查穩(wěn)定性。
圖9.53：可編程電源：輸出引腳補(bǔ)償 圖9.54表明，通過利用輸出引腳補(bǔ)償方法消除INA152輸出的電容負(fù)載不穩(wěn)定性，我們可以實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的可編程電源。
圖9.54：可編程電源：基于輸出引腳補(bǔ)償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試 鉭電容器簡介 在電容器值超過約1uF情況下，往往采用鉭電容器，因?yàn)槠渚哂休^高的電容值及相對(duì)較小的尺寸。鉭電容器并非純粹的電容。它們還具有ESR或電阻元件及較低的寄生電感與阻抗（參見圖9.55）。除電容之外，它最重要的組件是ESR。在采用輸出引腳補(bǔ)償方法實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定性時(shí)，應(yīng)當(dāng)確保ESR小于RCO/10，以保證RCO是主導(dǎo)電阻，從而設(shè)定Aol修正曲線的零點(diǎn)。
圖 9.55：鉭電容器與輸出引腳補(bǔ)償說明 作者：Tim Green，德州儀器(TI)線性應(yīng)用工程經(jīng)理 關(guān)于作者： Tim Green于1981年畢業(yè)于亞利桑那大學(xué) (University of Arizona) 并獲得電子工程學(xué)士學(xué)位。他是一名杰出的模擬與混合信號(hào)板級(jí)／系統(tǒng)級(jí)設(shè)計(jì)工程師，擁有長達(dá)24年之久的豐富經(jīng)驗(yàn)，其涉及的工作領(lǐng)域包括無刷馬達(dá)控制、飛機(jī)噴氣發(fā)動(dòng)機(jī)控制、導(dǎo)彈系統(tǒng)、功率運(yùn)算放大器、數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)及CCD相機(jī)等。最近，Tim還從事了有關(guān)模擬與混合信號(hào)半導(dǎo)體戰(zhàn)略營銷方面的工作。他現(xiàn)任亞利桑那州圖森市TI 公司的線性應(yīng)用工程經(jīng)理。 |
