現在，我們必須測量如圖10.6所示的Zo（小信號AC開環輸出阻抗）。該Tina SPICE測試電路將測試空載OPA177的Zo。R2和R1以及LT為低通濾波器函數提供了一條AC通道，這樣，使得我們能將DC短路和AC開路一起并入反饋電路。DC工作點在輸出端顯示為接近零伏，這也就是說，OPA177沒有電流流入或流出。此時，通過運用1Apk AC電流生成器（我們能夠掃視10mHz至1MHz的AC頻率范圍），Zo的測量工作就可以輕松完成。最后，得出測量結果Zo = Vout（如果將測量結果的單位從dB轉換為線性或對數，那么Vout也將為以歐姆為單位的Zo）。
圖10.6 空載Zo測試電路：發射極跟隨器 從圖10.7中，我們可以看出，OPA177 Zo是雙極發射極跟隨器輸出級所獨有的特征，而且這種輸出級的Ro在OPA177單位增益帶寬之內，是控制輸出阻抗的專門組件。OPA177的Ro為60歐姆。
圖 10.7 開環輸出阻抗：發射極跟隨器
圖 10.8 Zo外部模型：發射極跟隨器 為了使1/β分析的情況包括在Zo與Riso、CL、 CF以及RF之間相互作用的影響結果內，我們需將Zo從運算放大器的宏模型中分離出來，以便于弄清楚電路中所需的節點。這種構思如圖10.8所示。U1將提供了產品說明書中的Aol曲線，并從Riso、CL、 CF以及RF的各種影響中得到緩沖。
圖 10.9 Zo外部模型詳圖：發射極跟隨器 通過如圖10.9所示的Zo外部模型，我們能夠測量Zo與Riso、CL、RF以及CF之間相互作用對1/β的影響。在Zo外部模型中，設置Ro = Ro OPA177，實際測量值為60歐姆。壓控電壓源VCV1將運算放大器宏模型U1從 Ro、Riso、CL、CF以及RF中隔離開來。將VCV1設置為x1，以確保產品說明書中的Aol增益不變。由于我們要在穩定性狀況最糟的情況下（只存在CL以及我們計算得出的空載Zo [此時Ro=60 歐姆]）分析這種電路，因此，務必排除各種大的DC負載。VOA是一個與運算放大器相連的內部節點，在實際工作中，我們無法實現對這種節點的測量。同時，許多SPICE宏模型上的這種內部節點接入，也并非易事。對1/β進行分析（相對于VOA），已涵蓋了Ro、Riso、CL、CF以及RF 的影響。如果未采用Zo外部模型，SPICE中的最終穩定性仿真就無法標繪出1/β的曲線；但是，如果采用Zo外部模型，則可標繪出環路增益的曲線以確認我們分析的正確性。 首先，我們要分析如圖10.10所示的FB#1。請注意，由于我們只分析FB#1，所以CF可視為處于開路狀態。接下來，我們將分析FB#2。然后，通過采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起，求取最終的1/β。分析結果如圖上所示，有關的公式推導和具體細節，請參閱下一張圖（圖10.11）。我們發現，當fzx=183.57Hz時，FB#1 1/β曲線的增益為零。低頻1/β值為1。如欲獲得該增益，那么低頻1/β值應大于1。
圖 10.10 FB#1分析：發射極跟隨器
圖 10.11 FB#1 1/β公式的推導：發射極跟隨器 FB#1β的公式推導如圖10.11左側所示。由于1/β是β的倒數，所以FB#1 1/β的計算結果可以輕而易舉的被推導出來，具體推導過程，請參閱圖10.11右側。從圖中我們還發現，在β推導過程中的pole, fpx變成了1/β推導過程中的 zero, fzx。我們將采用如圖10.12所示的電路來開展AC分析：通過Tina SPICE，求取FB#1的1/β，OPA177的Aol以及只采用FB#1電路的環路增益。正因為如此，所以我們將CF從圖中除去。
圖 10.12 FB#1 AC電路分析：發射極跟隨器 FB#1 1/β的結果標示在圖10.13中的OPA177 Aol曲線上。在環路增益為零的fcl處，我們發現，接近速率為 40dB/decade：[（Aol曲線上的–20dB/decade） – （FB#1 1/β曲線上的+20dB/decade ）= – 40dB/decade 接近速率）]接近速率的經驗數據表明了存在的不穩定性。我們對FB#1的分析是基于zero、fzx = 183.57Hz，低頻1/β = 1的情況。從圖10.13中可以看出，我們的一階分析準確地推算出了FB#1 1/β的數值。
圖 10.13 FB#1 1/β曲線圖：發射極跟隨器 從圖10.14中我們發現，只配置FB#1的電路環路增益分析顯示，在環路增益為零的fcl處，相位裕度接近零。這樣，就明確證實了電路的不穩定性。通過檢測圖10.13中Aol曲線上的FB#1 1/β曲線，可推算出環路增益曲線上的極點和零點。
圖 10.14 FB#1環路增益分析：發射極跟隨器
圖 10.15 FB#1瞬態穩定性測試電路：發射極跟隨器 如果我們有任何疑問，或如果只采用FB#1構建參考緩沖電路，此時，我們可運用如圖10.15中的電路，進行實際的瞬態穩定性測試。 圖10.16中的瞬態穩定性測試結果同時與Aol曲線上的1/β值和環路增益曲線一致，因此，證明了只采用FB#1構建參考緩沖電路，將導致電路運行的不穩定性。
圖 10.16 FB#1 瞬態穩定性測試：發射極跟隨器 現在，我們必須弄清楚如何生成一款解決方案，以保證電容性負載參考緩沖電路的穩定性。此時，我們進一步了解了如圖10.17所示的Aol曲線和FB#1 1/β曲線。如果我們添加如圖10.17所示的FB#2 1/β曲線，我們則會看到一條最終的1/β曲線，這樣，根據fcl處的接近速率以往的穩定性經驗，我們可以推斷電路的運行也將是穩定的。 另外，我們將促使fpc低于1/β曲線中的fzx一個decade，以確保當頻率低于fcl時，相位裕度優于45度。上述工作通過調整1/β FB#2的高頻部分，使其比FB#1低頻1/β高出+10dB。然后，設置fza，使其至少低于fpc一個decade，以確保當實際應用中進行參數變化時，能夠避免BIG NOT。通過觀察，我們發現，最終的1/β曲線是在FB#1 1/β曲線和FB#2 1/β曲線中選擇最小數值的1/β通道而形成的。 務必請記住，在雙反饋通道中，從運算放大器輸出端至負極輸入端的最大電壓反饋將主導著整個反饋電路。最大的反饋電壓意味著β值最大或者是1/β值最小。圖10.18向我們展示了這種關鍵的推算技巧。 最后，在FB#2取得支配地位之前，預計Vout/Vin的傳輸函數將隨著FB#1的變化而變化。此時，Vout/Vin將會衰減至–20dB/decade，直至FB#2與Aol曲線相交，然后，將隨著Aol曲線下降。
圖 10.17 FB#2圖解分析：發射極跟隨器
圖 10.18：雙通道反饋、疊加以及1/β：發射極跟隨器 圖10.18告訴我們，當整個運算放大器電路采用雙通道反饋電路時，最大的β值電路將居支配地位。一個很明顯的例子就是，如果有兩個人對著您的同一只耳朵講話，您會更易于聽到哪個人的講話？當然是嗓門最大的那個人！同樣的道理，運算放大器也將會“聽到”β值最大或1/β值最小的反饋電路。運算放大器察覺到最終的1/β曲線將是在各種FB#1 1/β或FB#2 1/β頻率時，頻率較低的那一條曲線。 . 如圖10.19所示，里面會有一些主要的假設。我們將這些假設運用于幾乎所有的具有雙通道反饋的RISO電路中。首先，我們假設CL>10* CF，這也就是說，在高頻率時，CL早在CF短路前短路。因此，我們將短路CL以排除FB#1，從而便于單獨分析 FB#2。另外，我們假設RF>10*Riso，這意味著作為Riso的負載，該RF幾乎完全失效。從圖10.19和圖10.20中具體的公式推導，我們可以看出，當zero, fza = 19.41Hz（由RF和CF產生）時，FB#2在原點擁有一個極點。由于在高頻時，CF 和 CL 同時處于短路狀態，所以FB#2高頻1/β部分即為Ro+Riso 與 Riso 之間的比值。FB#2 1/β的公式推導請參閱下一張圖（圖10.20），有關計算結果請參閱下圖。FB#2高頻1/β設置為3.25dB或10.24dB、原點擁有一個極點以及當頻率為19.41Hz時的零點。
圖 10.19 FB#2分析：發射極跟隨器
圖 10.20 FB#2 1/β公式推導：發射極跟隨器 FB#2 β的公式推導如圖10.20左側所示。由于1/β是β的倒數，所以FB#1 1/β的計算結果可以輕而易舉的被推導出來，具體推導過程請參閱圖10.20右側。從圖中我們還發現，在β推導過程中的pole, fpa變成了1/β推導過程中的zero, fza。
圖 10.21 FB#2 AC電路分析：發射極跟隨器 |
